JPH0527341B2 - - Google Patents
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- JPH0527341B2 JPH0527341B2 JP57003462A JP346282A JPH0527341B2 JP H0527341 B2 JPH0527341 B2 JP H0527341B2 JP 57003462 A JP57003462 A JP 57003462A JP 346282 A JP346282 A JP 346282A JP H0527341 B2 JPH0527341 B2 JP H0527341B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高圧電源装置に関し、特に複写機用定
電流出力高圧電源装置に関する。
電流出力高圧電源装置に関する。
この種の高圧電源装置は、昇圧トランスを介し
て高圧出力を負荷に印加するように構成されてお
り、例えば複写機の高圧帯電等に適用されてい
る。この場合、感光ドラムや帯電器の絶縁強度一
杯まで使用されることが普通で、特に定電流制御
方式の場合には、負荷電流を一定に制御するた
め、しばしば印加電圧が絶縁強度の限界を超えて
画像に悪影響を与え、更にはドラムにピンホール
ができてドラム寿命を低下させることがしばしば
あつた。従つて、従来このような定電流出力高圧
電源装置に於いては、昇圧トランスの入力電圧に
一定のリミツタをかけて、トランス自身の定電圧
特性で、負荷への印加電圧の抑制を計ると共に、
負荷開放時にも一定電圧以上出力されないように
構成している。しかしながら、この方式による
と、使用されるトランスの特性上のバラツキでリ
ミツタ値にバラツキを生じやすく、またトランス
自身の定電圧特性を向上するために、リーケージ
フラツクスの多いトランスを使用すると電力効率
が低下する等の欠点があつた。また他の従来例と
して、負荷への印加電圧を抑制するためにトラン
スの２次側に出力電圧検知用の巻線を設けて、こ
の巻線による検出電圧値に基づいて入力側のリミ
ツタを動作させているが、トランスの出力（２次
側）巻線に誘起される電圧が高圧であるため、検
知用巻線との結合度を高めることができず、リミ
ツタの精度が著しく低下する等の欠点があつた。
て高圧出力を負荷に印加するように構成されてお
り、例えば複写機の高圧帯電等に適用されてい
る。この場合、感光ドラムや帯電器の絶縁強度一
杯まで使用されることが普通で、特に定電流制御
方式の場合には、負荷電流を一定に制御するた
め、しばしば印加電圧が絶縁強度の限界を超えて
画像に悪影響を与え、更にはドラムにピンホール
ができてドラム寿命を低下させることがしばしば
あつた。従つて、従来このような定電流出力高圧
電源装置に於いては、昇圧トランスの入力電圧に
一定のリミツタをかけて、トランス自身の定電圧
特性で、負荷への印加電圧の抑制を計ると共に、
負荷開放時にも一定電圧以上出力されないように
構成している。しかしながら、この方式による
と、使用されるトランスの特性上のバラツキでリ
ミツタ値にバラツキを生じやすく、またトランス
自身の定電圧特性を向上するために、リーケージ
フラツクスの多いトランスを使用すると電力効率
が低下する等の欠点があつた。また他の従来例と
して、負荷への印加電圧を抑制するためにトラン
スの２次側に出力電圧検知用の巻線を設けて、こ
の巻線による検出電圧値に基づいて入力側のリミ
ツタを動作させているが、トランスの出力（２次
側）巻線に誘起される電圧が高圧であるため、検
知用巻線との結合度を高めることができず、リミ
ツタの精度が著しく低下する等の欠点があつた。
さらに、定電流制御と定電圧制御を併用し、定
電流制御を行ないながら、出力電圧が所定値より
も高くなつたことを条件として定電圧制御に切り
替える場合、定電圧制御回路にトランス２次側の
出力電流が流れ込むと、正確な定電流制御が不可
能となるという問題もあつた。
電流制御を行ないながら、出力電圧が所定値より
も高くなつたことを条件として定電圧制御に切り
替える場合、定電圧制御回路にトランス２次側の
出力電流が流れ込むと、正確な定電流制御が不可
能となるという問題もあつた。
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもの
で、トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、前記トランス２次側の出
力電圧を検出する電圧検出手段、前記トランス２
次側の負荷電流を検出する電流検出手段、前記電
圧検出手段の検出電圧値が所定値以下のとき前記
電流検出手段の出力を前記トランス１次側に帰還
することにより前記２次側の出力電流を一定に制
御する定電流制御回路、前記電圧検出手段の検出
電圧値が前記所定値を越えると前記電圧検出手段
の出力を前記トランス１次側に帰還することによ
り前記出力電圧を一定に制御する定電圧制御回
路、および、前記定電圧制御回路に電力を供給す
る直流電源を有し、前記直流電源の電源ラインの
一方が前記トランスの２次側の低圧部に接続され
る構成を採用した。
で、トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、前記トランス２次側の出
力電圧を検出する電圧検出手段、前記トランス２
次側の負荷電流を検出する電流検出手段、前記電
圧検出手段の検出電圧値が所定値以下のとき前記
電流検出手段の出力を前記トランス１次側に帰還
することにより前記２次側の出力電流を一定に制
御する定電流制御回路、前記電圧検出手段の検出
電圧値が前記所定値を越えると前記電圧検出手段
の出力を前記トランス１次側に帰還することによ
り前記出力電圧を一定に制御する定電圧制御回
路、および、前記定電圧制御回路に電力を供給す
る直流電源を有し、前記直流電源の電源ラインの
一方が前記トランスの２次側の低圧部に接続され
る構成を採用した。
以下、本発明の実施例を添付された図面と共に
説明する。
説明する。
第１図は、本発明に係る高圧電源装置の一実施
例の回路図であり、OA1は差動増幅回路１０を構
成する演算増幅器で、入力端子P1からの基準入
力と後述する負荷電流に応じた検出電圧の差動増
幅を行う。ここで、D1，D2は保護用ダイオード、
R1，R2，R3は抵抗、C1，C2はコンデンサ、１２
は差動増幅回路１０の出力を増幅するダーリント
ン接続されたトランジスタTr2，Tr3からなる増
幅回路である。なお、R4は演算増幅器OA1の出
力抵抗であり、増幅回路１２において、R6は抵
抗、D5，D6はダイオード、C3はコンデンサであ
る。また、増幅回路１２の入力段のトランジスタ
Tr2のベースには、入力端子P2からの基準入力と
後述するトランス２次側の分圧電圧の検出値に基
づいて動作するトランジスタTr1のコレクタが接
続されている。ここでR7，R8，R9は抵抗、D3，
D4はダイオードである。１４は前述した増幅回
路１２の出力段のトランジスタTr3のエミツタに
接続されたタンク回路で、抵抗R10、コンデンサ
C4から構成されている。また、T1はコンバータ
トランスで、このトランスT1と、タンク回路１
４にダイオードD7を介して接続されたトランジ
スタTr4により自励式スイツチングコンバータ１
６が構成されている。ここで、R12は抵抗、C5は
コンデンサである。１８は整流ダイオードD8、
出力抵抗R13から構成された整流回路で、この整
流回路１８の出力として得られる＋７〜＋10K.
V.の高圧直流が出力端子P3を介して図示されな
い帯電器に給電される。また、２０は減衰回路で
トランスT1の出力を分圧抵抗R14，R15により所
定の分割比に減衰させる。ここでC6はコンデン
サであり、R16は負荷電流のサンプリング抵抗
で、この抵抗R16で検出された電圧と、入力端子
P1に加えられた基準電圧と前述した演算増幅器
OA1で差動増幅される。２２は演算増幅器からな
る比較器OA2から構成される比較回路で、この比
較器OA2でトランスT1の２次側出力電圧を抵抗
R14，R15による所定の分圧比で分圧した値と定
電圧ダイオードZD1でつくられた基準電圧とが比
較される。なお、この比較器OA2には振動を無く
するために抵抗R17で正帰還をかけて比較レベル
にわずかなヒステリシスをもたせている。ここで
D9，D10は保護用ダイオード、R10及びR18〜R20
は抵抗、C7〜C9はコンデンサである。またVCは
フローテイング電源で、入力端子P4，P5に印加
もされ、演算増幅器OA2及び定電圧ダイオード
ZD1にその電源電位が供給されると共に、このフ
ローテイング電源VCのマイナス側は負荷電流の
検出点即ちトランスT1の出力巻線の基準側と抵
抗R16の交点に接続されている。これによつて、
抵抗R14，R15の分割点に加算された抵抗R16によ
る負荷電流の電圧変換分は完全に除去できる。
例の回路図であり、OA1は差動増幅回路１０を構
成する演算増幅器で、入力端子P1からの基準入
力と後述する負荷電流に応じた検出電圧の差動増
幅を行う。ここで、D1，D2は保護用ダイオード、
R1，R2，R3は抵抗、C1，C2はコンデンサ、１２
は差動増幅回路１０の出力を増幅するダーリント
ン接続されたトランジスタTr2，Tr3からなる増
幅回路である。なお、R4は演算増幅器OA1の出
力抵抗であり、増幅回路１２において、R6は抵
抗、D5，D6はダイオード、C3はコンデンサであ
る。また、増幅回路１２の入力段のトランジスタ
Tr2のベースには、入力端子P2からの基準入力と
後述するトランス２次側の分圧電圧の検出値に基
づいて動作するトランジスタTr1のコレクタが接
続されている。ここでR7，R8，R9は抵抗、D3，
D4はダイオードである。１４は前述した増幅回
路１２の出力段のトランジスタTr3のエミツタに
接続されたタンク回路で、抵抗R10、コンデンサ
C4から構成されている。また、T1はコンバータ
トランスで、このトランスT1と、タンク回路１
４にダイオードD7を介して接続されたトランジ
スタTr4により自励式スイツチングコンバータ１
６が構成されている。ここで、R12は抵抗、C5は
コンデンサである。１８は整流ダイオードD8、
出力抵抗R13から構成された整流回路で、この整
流回路１８の出力として得られる＋７〜＋10K.
V.の高圧直流が出力端子P3を介して図示されな
い帯電器に給電される。また、２０は減衰回路で
トランスT1の出力を分圧抵抗R14，R15により所
定の分割比に減衰させる。ここでC6はコンデン
サであり、R16は負荷電流のサンプリング抵抗
で、この抵抗R16で検出された電圧と、入力端子
P1に加えられた基準電圧と前述した演算増幅器
OA1で差動増幅される。２２は演算増幅器からな
る比較器OA2から構成される比較回路で、この比
較器OA2でトランスT1の２次側出力電圧を抵抗
R14，R15による所定の分圧比で分圧した値と定
電圧ダイオードZD1でつくられた基準電圧とが比
較される。なお、この比較器OA2には振動を無く
するために抵抗R17で正帰還をかけて比較レベル
にわずかなヒステリシスをもたせている。ここで
D9，D10は保護用ダイオード、R10及びR18〜R20
は抵抗、C7〜C9はコンデンサである。またVCは
フローテイング電源で、入力端子P4，P5に印加
もされ、演算増幅器OA2及び定電圧ダイオード
ZD1にその電源電位が供給されると共に、このフ
ローテイング電源VCのマイナス側は負荷電流の
検出点即ちトランスT1の出力巻線の基準側と抵
抗R16の交点に接続されている。これによつて、
抵抗R14，R15の分割点に加算された抵抗R16によ
る負荷電流の電圧変換分は完全に除去できる。
本発明の一実施例は上記のように構成されてお
り、次にその動作について説明する。
り、次にその動作について説明する。
入力端子P1，P2には所定の基準入力が印加さ
れていると共に、出力端子P3には帯電器等の負
荷が接続されているものとする。この時の負荷電
流はサンプリング抵抗R16で検出され、この検出
電圧と入力端子P1からの基準入力が差動増幅回
路１０で差動増幅され、この差動増幅出力は増幅
回路１２で更に増幅されてタンク回路１４を介し
てスイツチングコンバータ１６に印加される。こ
のスイツチングコンバータ１６により負荷電流が
常に一定になるようにトランスT1の１次側印加
電圧が制御され、それに応じたトランスT1の出
力電圧を整流回路１８で整流した高圧直流が帯電
器に印加される。このように負荷電流は常に所定
の値になるように制御されているが、出力端子
P3とグランド間に接続される帯電器の負荷イン
ピーダンスが定格値より大きくなつた場合、出力
電圧が負荷インピーダンスの大きさに追従してい
つまでも大きくなると帯電器を絶縁破壊したり、
感光ドラムにピンホールをあけたりするので出力
電圧に高精度なリミツトをかけるために出力電圧
制御が必要となる。このために、前述した減衰回
路２０で所定の分割比で分割された電圧と定電圧
ダイオードZD1の基準電圧が比較器OA2で比較さ
れる。この減衰回路２０の出力電圧が所定の値を
越えると、比較器OA2の出力が反転してトランジ
スタTr1をオンさせ差動増幅器OA1の出力からト
ランスT1の１次側給電回路への入力を遮断する。
この入力遮断によつて、それまで増幅回路１２の
コンデンサC3に充電されていた電荷は放電され、
トランス１次側の印加電圧が低下してトランス２
次側の減衰回路２０の出力電圧が下がると比較器
OA2の出力は再びもとの状態に反転してトランジ
スタTr1をオフする。これによつて差動増幅器
OA1の出力が再びトランスT1の１次側給電回路
に入力される。このようにして、負荷インピーダ
ンスが大きくなつてトランスT1の出力が定電圧
ダイオードZD1のツエナー電圧で決まるリミツタ
値を超えようとすると、比較器OA2の出力レベル
が反転し、トランジスタTr1はオン・オフを繰返
しながら若干のリツプルを含みながらトランス
T2の出力はリミツタ値を保持する。負荷インピ
ーダンスが所定の許容範囲内にあるときは、比較
器OA2の出力レベルは“Ｈ”とならないのでトラ
ンジスタTr1はオフでトランスT1の１次電圧は差
動増幅器OA1の出力で制御される。
れていると共に、出力端子P3には帯電器等の負
荷が接続されているものとする。この時の負荷電
流はサンプリング抵抗R16で検出され、この検出
電圧と入力端子P1からの基準入力が差動増幅回
路１０で差動増幅され、この差動増幅出力は増幅
回路１２で更に増幅されてタンク回路１４を介し
てスイツチングコンバータ１６に印加される。こ
のスイツチングコンバータ１６により負荷電流が
常に一定になるようにトランスT1の１次側印加
電圧が制御され、それに応じたトランスT1の出
力電圧を整流回路１８で整流した高圧直流が帯電
器に印加される。このように負荷電流は常に所定
の値になるように制御されているが、出力端子
P3とグランド間に接続される帯電器の負荷イン
ピーダンスが定格値より大きくなつた場合、出力
電圧が負荷インピーダンスの大きさに追従してい
つまでも大きくなると帯電器を絶縁破壊したり、
感光ドラムにピンホールをあけたりするので出力
電圧に高精度なリミツトをかけるために出力電圧
制御が必要となる。このために、前述した減衰回
路２０で所定の分割比で分割された電圧と定電圧
ダイオードZD1の基準電圧が比較器OA2で比較さ
れる。この減衰回路２０の出力電圧が所定の値を
越えると、比較器OA2の出力が反転してトランジ
スタTr1をオンさせ差動増幅器OA1の出力からト
ランスT1の１次側給電回路への入力を遮断する。
この入力遮断によつて、それまで増幅回路１２の
コンデンサC3に充電されていた電荷は放電され、
トランス１次側の印加電圧が低下してトランス２
次側の減衰回路２０の出力電圧が下がると比較器
OA2の出力は再びもとの状態に反転してトランジ
スタTr1をオフする。これによつて差動増幅器
OA1の出力が再びトランスT1の１次側給電回路
に入力される。このようにして、負荷インピーダ
ンスが大きくなつてトランスT1の出力が定電圧
ダイオードZD1のツエナー電圧で決まるリミツタ
値を超えようとすると、比較器OA2の出力レベル
が反転し、トランジスタTr1はオン・オフを繰返
しながら若干のリツプルを含みながらトランス
T2の出力はリミツタ値を保持する。負荷インピ
ーダンスが所定の許容範囲内にあるときは、比較
器OA2の出力レベルは“Ｈ”とならないのでトラ
ンジスタTr1はオフでトランスT1の１次電圧は差
動増幅器OA1の出力で制御される。
本発明の一実施例は上述したようであり、負荷
電流を常に一定にする制御ループに負荷インピー
ダンス上昇時の出力電圧に一定のリミツタをかけ
る出力電圧制御ループを関連づけて構成している
ので、非常に高精度なリミツタ機能を実現でき
る。これによつて、帯電器の負荷インピーダンス
の許容範囲が広がり負荷電流の設定範囲も広くと
ることが可能となる。また、前述した従来例のよ
うにトランスT1に出力電圧検出用の巻線を設け
る必要もなく、出力電圧を分割する分圧抵抗から
なる減衰回路を設けるだけの簡単な回路構成で実
施できる。更に、従来例の如く無負荷時の出力電
圧を抑制するために、負荷の広い範囲で定電圧特
性を維持してトランスの効率を下げたりする必要
がなくなる。
電流を常に一定にする制御ループに負荷インピー
ダンス上昇時の出力電圧に一定のリミツタをかけ
る出力電圧制御ループを関連づけて構成している
ので、非常に高精度なリミツタ機能を実現でき
る。これによつて、帯電器の負荷インピーダンス
の許容範囲が広がり負荷電流の設定範囲も広くと
ることが可能となる。また、前述した従来例のよ
うにトランスT1に出力電圧検出用の巻線を設け
る必要もなく、出力電圧を分割する分圧抵抗から
なる減衰回路を設けるだけの簡単な回路構成で実
施できる。更に、従来例の如く無負荷時の出力電
圧を抑制するために、負荷の広い範囲で定電圧特
性を維持してトランスの効率を下げたりする必要
がなくなる。
なお上記実施例では、トランス１次側と２次側
との電位差が非常に大きいので負荷電流検出信号
及びトランスT1の出力電圧検出信号をアイソレ
ーシヨンして制御信号として使用することが望ま
しい。また、フローテイング電源VCを外部より
供給しているが、負荷電流検出用の抵抗の電圧変
換分を保償するようにトランスT1に別巻線を追
加構成してもよい。また差動増幅器OA1、比較器
OA2を演算増幅器で構成しているが、トランジス
タ或はFET等で構成してもよい。更に、スイツ
チングコンバータ１６は自励式でなく他励式でも
よい。
との電位差が非常に大きいので負荷電流検出信号
及びトランスT1の出力電圧検出信号をアイソレ
ーシヨンして制御信号として使用することが望ま
しい。また、フローテイング電源VCを外部より
供給しているが、負荷電流検出用の抵抗の電圧変
換分を保償するようにトランスT1に別巻線を追
加構成してもよい。また差動増幅器OA1、比較器
OA2を演算増幅器で構成しているが、トランジス
タ或はFET等で構成してもよい。更に、スイツ
チングコンバータ１６は自励式でなく他励式でも
よい。
第２図は本発明に係る高圧電源装置の他の実施
例を示す回路図である。この実施例では、減衰回
路２０による出力電圧の分割分を負荷電流検出抵
抗R16の電圧検出分より十分大きくとることによ
り、第１図に示される実施例のフローテイング電
源VCを除去したことを特徴としており、第１図
と同一符号は同一物を示しその説明を省略する。
上述した特徴を実現するために実施例では比較回
路２０を比較器OA2を入力インピーダンスの非常
に大きいFETTr5及びトランジスタTr6で構成し
ている。ここでR21〜R26は所要の抵抗値を有す
る抵抗である。この場合の動作は第１図実施例と
同様でトランスT1の出力電圧即ち減衰回路２０
の出力電圧が所定の範囲内にある時は、FETTr5
はオフ、従つてトランジスタTr6もOFFで比較器
OA2の出力レベルは‘L'である。これに対して前
記出力電圧が所定値を越えるとTr5，Tr6がオン
となり比較器OA2の出力レベルは‘H'となりト
ランジスタTr1をオンにして差動増幅器１０から
トランスT1の１次側給電回路への出力を遮断し、
出力電圧が所定範囲内にあるように比較器OA2の
出力によりトランジスタTr1をオン・オフ制御す
る。
例を示す回路図である。この実施例では、減衰回
路２０による出力電圧の分割分を負荷電流検出抵
抗R16の電圧検出分より十分大きくとることによ
り、第１図に示される実施例のフローテイング電
源VCを除去したことを特徴としており、第１図
と同一符号は同一物を示しその説明を省略する。
上述した特徴を実現するために実施例では比較回
路２０を比較器OA2を入力インピーダンスの非常
に大きいFETTr5及びトランジスタTr6で構成し
ている。ここでR21〜R26は所要の抵抗値を有す
る抵抗である。この場合の動作は第１図実施例と
同様でトランスT1の出力電圧即ち減衰回路２０
の出力電圧が所定の範囲内にある時は、FETTr5
はオフ、従つてトランジスタTr6もOFFで比較器
OA2の出力レベルは‘L'である。これに対して前
記出力電圧が所定値を越えるとTr5，Tr6がオン
となり比較器OA2の出力レベルは‘H'となりト
ランジスタTr1をオンにして差動増幅器１０から
トランスT1の１次側給電回路への出力を遮断し、
出力電圧が所定範囲内にあるように比較器OA2の
出力によりトランジスタTr1をオン・オフ制御す
る。
従つて、この実施例では、減衰回路２０の分圧
抵抗R14，R15、負荷電流検出用抵抗R16、及び抵
抗R21〜R26の値を第２図に示されるように設定
しておけば、負荷電流は負荷インピーダンスから
みて最大1mAなどで抵抗R16の端子電圧は1V以
下であるのに対して、出力電圧を例えば10K.V.
とすると、抵抗R14，R15の分割点の電圧は100V
と非常に大きいので無視できる。また負荷を通ら
ない電流も100V／100MΩ＝1μAと小さいので、
これも十分無視できる。
抵抗R14，R15、負荷電流検出用抵抗R16、及び抵
抗R21〜R26の値を第２図に示されるように設定
しておけば、負荷電流は負荷インピーダンスから
みて最大1mAなどで抵抗R16の端子電圧は1V以
下であるのに対して、出力電圧を例えば10K.V.
とすると、抵抗R14，R15の分割点の電圧は100V
と非常に大きいので無視できる。また負荷を通ら
ない電流も100V／100MΩ＝1μAと小さいので、
これも十分無視できる。
このように他の実施例によれば、前述した実施
例のようにフローテイング電源VCを別に設ける
必要はないため、前述した効果に加えて更に回路
構成の簡単化を計れる。
例のようにフローテイング電源VCを別に設ける
必要はないため、前述した効果に加えて更に回路
構成の簡単化を計れる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、定電圧制御回路用の電源として電源ラインの
一方がトランスの２次側の低圧部に接続された直
流電源を設け、トランス２次側の出力変動に応じ
て制御系の基準電圧レベルが追従するようにした
ので、 定電流制御を行ないながら、出力電圧が所定値
よりも高くなつたことを条件として定電圧制御に
切り替える場合でも、トランス２次側の出力変動
に応じて制御系の基準電圧レベルが追従するよう
にしたので、定電圧制御回路にトランス２次側の
出力電流が流れ込まず、正確な定電流制御が可能
となるという優れた利点がある。
ば、定電圧制御回路用の電源として電源ラインの
一方がトランスの２次側の低圧部に接続された直
流電源を設け、トランス２次側の出力変動に応じ
て制御系の基準電圧レベルが追従するようにした
ので、 定電流制御を行ないながら、出力電圧が所定値
よりも高くなつたことを条件として定電圧制御に
切り替える場合でも、トランス２次側の出力変動
に応じて制御系の基準電圧レベルが追従するよう
にしたので、定電圧制御回路にトランス２次側の
出力電流が流れ込まず、正確な定電流制御が可能
となるという優れた利点がある。
第１図は本発明に係る高圧電源装置の一実施例
の回路図、第２図は第１図に示されるフローテイ
ング電源を使用しない場合の他の実施例の回路図
である。 １０……差動増幅回路、１６……自励式スイツ
チングコンバータ、２０……減衰回路、２２……
比較回路、T1……コンバータトランス、VC……
フローテイング電源。
の回路図、第２図は第１図に示されるフローテイ
ング電源を使用しない場合の他の実施例の回路図
である。 １０……差動増幅回路、１６……自励式スイツ
チングコンバータ、２０……減衰回路、２２……
比較回路、T1……コンバータトランス、VC……
フローテイング電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、 前記トランス２次側の出力電圧を検出する電圧
検出手段、 前記トランス２次側の負荷電流を検出する電流
検出手段、 前記電圧検出手段の検出電圧値が所定値以下の
とき前記電流検出手段の出力を前記トランス１次
側に帰還することにより前記２次側の出力電流を
一定に制御する定電流制御回路、 前記電圧検出手段の検出電圧値が前記所定値を
越えると前記電圧検出手段の出力を前記トランス
１次側に帰還することにより前記出力電圧を一定
に制御する定電圧制御回路、および、 前記定電圧制御回路に電力を供給する直流電源
を有し、 前記直流電源の電源ラインの一方が前記トラン
スの２次側の低圧部に接続されることを特徴とす
る高圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP346282A JPS58123367A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP346282A JPS58123367A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58123367A JPS58123367A (ja) | 1983-07-22 |
| JPH0527341B2 true JPH0527341B2 (ja) | 1993-04-20 |
Family
ID=11557987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP346282A Granted JPS58123367A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58123367A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59159184A (ja) * | 1983-03-02 | 1984-09-08 | Ricoh Co Ltd | 定電流高圧電源装置 |
| KR20020096831A (ko) * | 2001-12-08 | 2002-12-31 | 정우일렉콤(주) | 안전회로부가 내장된 고전압발생장치 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5223618A (en) * | 1975-08-15 | 1977-02-22 | Hitachi Ltd | Dc high voltage generator |
| JPS54122820A (en) * | 1978-03-17 | 1979-09-22 | Shindengen Electric Mfg | Power unit |
| JPS5731015A (en) * | 1980-07-31 | 1982-02-19 | Toshiba Electric Equip Corp | Electric power supply device |
| JPS6430387A (en) * | 1987-07-27 | 1989-02-01 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Y/c separator circuit |
-
1982
- 1982-01-14 JP JP346282A patent/JPS58123367A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58123367A (ja) | 1983-07-22 |
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