JPH05284652A - パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 - Google Patents
パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路Info
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- JPH05284652A JPH05284652A JP4077240A JP7724092A JPH05284652A JP H05284652 A JPH05284652 A JP H05284652A JP 4077240 A JP4077240 A JP 4077240A JP 7724092 A JP7724092 A JP 7724092A JP H05284652 A JPH05284652 A JP H05284652A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 パッシブ併用アクティブフィルタにおいて、
負荷が不平衡である時、ＰＷＭ変換器が基本波成分を発
生させなければならず、その結果、ＰＷＭ変換器が大き
くなるので、ＰＷＭ変換器を小さくすることを目的とし
ている。 【構成】 従来より制御に採用していた瞬時実電力及び
虚電力の交流分より求めた電流指令値から、逆相実電力
及び虚電力の直流分より求めた電流指令値を減算し、そ
の結果から基本波成分を含まない各相の電圧指令値を求
めるものである。
負荷が不平衡である時、ＰＷＭ変換器が基本波成分を発
生させなければならず、その結果、ＰＷＭ変換器が大き
くなるので、ＰＷＭ変換器を小さくすることを目的とし
ている。 【構成】 従来より制御に採用していた瞬時実電力及び
虚電力の交流分より求めた電流指令値から、逆相実電力
及び虚電力の直流分より求めた電流指令値を減算し、そ
の結果から基本波成分を含まない各相の電圧指令値を求
めるものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源系統に負荷に並列
に接続されるリアクトルとコンデンサとを直列に接続し
たパッシブフィルタと、スイッチング素子により構成さ
れる電力変換器を直列接続したパッシブ併用アクティブ
フィルタの制御回路の改良に関するものである。
に接続されるリアクトルとコンデンサとを直列に接続し
たパッシブフィルタと、スイッチング素子により構成さ
れる電力変換器を直列接続したパッシブ併用アクティブ
フィルタの制御回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】リアクトルとコンデンサとの直列回路よ
りなるパッシブフィルタとスイッチング素子により構成
される電力変換器を直列接続してなるパッシブ併用アク
ティブフィルタは「交流フィルタとパルス幅変調方式電
力変換器を直列接続した高調波抑制装置」等でも解説さ
れている通り公知である。
りなるパッシブフィルタとスイッチング素子により構成
される電力変換器を直列接続してなるパッシブ併用アク
ティブフィルタは「交流フィルタとパルス幅変調方式電
力変換器を直列接続した高調波抑制装置」等でも解説さ
れている通り公知である。
【０００３】図２はパッシブ併用アクティブフィルタの
主回路構成図、図３はその制御回路のブロック線図であ
る。
主回路構成図、図３はその制御回路のブロック線図であ
る。
【０００４】図２において、三相交流系統電源１よりサ
イリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給してい
るラインで、負荷に並列にＬＣフィルタ３が接続され、
そのＬＣフィルタ３は、コンデンサ31及びリアクトル32
の直列回路からなる第５調波同調フィルタと、コンデン
サ33及びリアクトル34の直列回路からなる第７調波同調
フィルタと、抵抗35とリアクトル36の並列回路とコンデ
ンサ37との直列回路からなる高次フィルタで構成されて
いる。三相の電源電流ＩSU, ＩSV，ＩSW は、負荷電流
ＩLU，ＩLV，ＩLWとフィルタ電流ＩFU，ＩFV，ＩFWとを
それぞれ合成して構成されている。
イリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給してい
るラインで、負荷に並列にＬＣフィルタ３が接続され、
そのＬＣフィルタ３は、コンデンサ31及びリアクトル32
の直列回路からなる第５調波同調フィルタと、コンデン
サ33及びリアクトル34の直列回路からなる第７調波同調
フィルタと、抵抗35とリアクトル36の並列回路とコンデ
ンサ37との直列回路からなる高次フィルタで構成されて
いる。三相の電源電流ＩSU, ＩSV，ＩSW は、負荷電流
ＩLU，ＩLV，ＩLWとフィルタ電流ＩFU，ＩFV，ＩFWとを
それぞれ合成して構成されている。
【０００５】ＬＣフィルタ３の各相の他端は（Ｙ−Ｙ）
変圧器７の一次側に接続し、その変圧器７の一次側の他
端はスター接続され、二次側の一方の端もスター結線に
なっていると共に、他端は各相に交流リアクトル４が直
列接続され、また、変圧器７の二次側と交流リアクトル
４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されてい
る。
変圧器７の一次側に接続し、その変圧器７の一次側の他
端はスター接続され、二次側の一方の端もスター結線に
なっていると共に、他端は各相に交流リアクトル４が直
列接続され、また、変圧器７の二次側と交流リアクトル
４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されてい
る。
【０００６】交流リアクトル４の反変圧器側にはＰＷＭ
変換器５が接続され、このＰＷＭ変換器５の直流側端子
には直流コンデンサ６が接続され、その直流コンデンサ
６には並列に単相ダイオード整流器９を接続している。
ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子S1〜
S6にそれぞれダイオードD1〜D6を並列接続した三相ブリ
ッジ回路を形成し、これは図３に示す制御回路で生成さ
れるトリガ信号ＶG によりスイッチング素子S1〜S6がオ
ンオフして高調波制御を行うものである。交流リアクト
ル４及びコンデンサ８はスイッチングリップル抑制用の
ＬＣフィルタであり、ＰＷＭ変換器５のスイッチング周
波数が高いときには無くてもよい。
変換器５が接続され、このＰＷＭ変換器５の直流側端子
には直流コンデンサ６が接続され、その直流コンデンサ
６には並列に単相ダイオード整流器９を接続している。
ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子S1〜
S6にそれぞれダイオードD1〜D6を並列接続した三相ブリ
ッジ回路を形成し、これは図３に示す制御回路で生成さ
れるトリガ信号ＶG によりスイッチング素子S1〜S6がオ
ンオフして高調波制御を行うものである。交流リアクト
ル４及びコンデンサ８はスイッチングリップル抑制用の
ＬＣフィルタであり、ＰＷＭ変換器５のスイッチング周
波数が高いときには無くてもよい。
【０００７】かような高調波抑制回路はＬＣフィルタ３
の部分、変圧器７、交流リアクトル４、コンデンサ８、
ＰＷＭ変換器５、直流コンデンサ６、単相ダイオード整
流回路９と、図３に示す制御回路とを主構成部とするも
のである。
の部分、変圧器７、交流リアクトル４、コンデンサ８、
ＰＷＭ変換器５、直流コンデンサ６、単相ダイオード整
流回路９と、図３に示す制御回路とを主構成部とするも
のである。
【０００８】基本波に対して、ＬＣフィルタ３は進相コ
ンデンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピー
ダンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器５には基本波
電圧が印加されない。
ンデンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピー
ダンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器５には基本波
電圧が印加されない。
【０００９】また、高調波に対しては、ＰＷＭ変換器５
は電源電流の高調波分を阻止するように高調波電圧を発
生させるものであり、ＬＣフィルタ３の問題点である反
共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑制すること
ができる。
は電源電流の高調波分を阻止するように高調波電圧を発
生させるものであり、ＬＣフィルタ３の問題点である反
共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑制すること
ができる。
【００１０】そのため、ここでは三相〜二相変換を行い
実電力及び虚電力なる概念を導入して、これを以下数式
を用いて詳述する。
実電力及び虚電力なる概念を導入して、これを以下数式
を用いて詳述する。
【００１１】まず、次の式(1) 〜(3) で三相の電源電流
ＩSU, ＩSV，ＩSWと電源電圧ＶU ,ＶV , ＶW を二相の
電流Isα, Isβ及び二相の電圧Ｖα，Ｖβに変換する。
ＩSU, ＩSV，ＩSWと電源電圧ＶU ,ＶV , ＶW を二相の
電流Isα, Isβ及び二相の電圧Ｖα，Ｖβに変換する。
【数１】 ここで、〔Ｃ〕は三相〜二相変換行列である。
【００１２】この式(1) 〜(3) により求めた二相の電圧
及び電流から、次の式(4) によって瞬時実電力Ｐ及び虚
電力Ｑが求められる。
及び電流から、次の式(4) によって瞬時実電力Ｐ及び虚
電力Ｑが求められる。
【数２】
【００１３】この電力Ｐ、Ｑがそれぞれ従来の有効電
力、無効電力に対応するもので、これら瞬時実電力Ｐ及
び虚電力Ｑは、次の式(5) 〜(6) のように直流分ＰDCと
ＱDC及び交流分ＰACとＱACに分解される。
力、無効電力に対応するもので、これら瞬時実電力Ｐ及
び虚電力Ｑは、次の式(5) 〜(6) のように直流分ＰDCと
ＱDC及び交流分ＰACとＱACに分解される。
【数３】 Ｐ＝ＰDC＋ＰAC (5) Ｑ＝ＱDC＋ＱAC (6) ここで、二相電源電流Isα, Isβの基本波分は直流分Ｐ
DC，ＱDCに、高調波分は交流分ＰAC，ＱACに変換され
る。実際には、これら直流分，交流分の分離はハイパス
フィルタにより行われる。
DC，ＱDCに、高調波分は交流分ＰAC，ＱACに変換され
る。実際には、これら直流分，交流分の分離はハイパス
フィルタにより行われる。
【００１４】図３において 101はＰ，Ｑ演算回路， 102
はハイパスフィルタ， 103は電流指令値演算回路， 104
は増幅回路, 105は三角波発生回路， 106は電圧制御回
路である。Ｐ，Ｑ演算回路101 は系統電圧ＶU ，ＶV ，
ＶW と電源電流ＩSU, ＩSV，ＩSWとの検出値から式(1)
〜(2) に従って瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算
し、ハイパスフィルタ102 へ出力する。ハイパスフィル
タ102 は直流分を除去して、瞬時実電力の交流分ＰAC及
び瞬時虚電力Ｑの交流分ＱACをそれぞれ実電力指令信号
Ｐ* 及び虚電力指令信号Ｑ* として電流指令演算回路10
3 に送出する。
はハイパスフィルタ， 103は電流指令値演算回路， 104
は増幅回路, 105は三角波発生回路， 106は電圧制御回
路である。Ｐ，Ｑ演算回路101 は系統電圧ＶU ，ＶV ，
ＶW と電源電流ＩSU, ＩSV，ＩSWとの検出値から式(1)
〜(2) に従って瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算
し、ハイパスフィルタ102 へ出力する。ハイパスフィル
タ102 は直流分を除去して、瞬時実電力の交流分ＰAC及
び瞬時虚電力Ｑの交流分ＱACをそれぞれ実電力指令信号
Ｐ* 及び虚電力指令信号Ｑ* として電流指令演算回路10
3 に送出する。
【数４】 Ｐ* ＝ＰAC (7) Ｑ* ＝ＱAC (8)
【００１５】電流指令値演算回路103 は実電力指令信号
Ｐ* 及び虚電力指令信号Ｑ* と系統電圧ＶU , ＶV , Ｖ
W とを受け、式(1) 及び次の式(9) 〜(11)に従い二相電
流指令信号を得て、更に式(10)に従って二相〜三相変換
を行い、三相の電流指令信号ＩU * ，ＩV * ，ＩW * を
生成し増幅回路104 に送出する。
Ｐ* 及び虚電力指令信号Ｑ* と系統電圧ＶU , ＶV , Ｖ
W とを受け、式(1) 及び次の式(9) 〜(11)に従い二相電
流指令信号を得て、更に式(10)に従って二相〜三相変換
を行い、三相の電流指令信号ＩU * ，ＩV * ，ＩW * を
生成し増幅回路104 に送出する。
【数５】 なお、〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆行列である。
【００１６】増幅回路104 は電流指令信号ＩU * ，ＩV
* ，ＩW * を入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号ＶU
* ，ＶV * ，ＶW * を生成して、電圧制御回路106 へ出
力する。
* ，ＩW * を入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号ＶU
* ，ＶV * ，ＶW * を生成して、電圧制御回路106 へ出
力する。
【００１７】電圧制御回路106 は、三角波発生回路105
より出力される三角波キャリア電圧Ｓt と、電圧指令信
号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * とを入力し、電圧指令信号Ｖ
U *≧三角波キャリア電圧Ｓt ならばスイッチング素子S
1をオンして、スイッチング素子S6をオフし、電圧指令
信号ＶU * ＜三角波キャリア電圧Ｓt ならばスイッチン
グ素子S1をオフして、スイッチング素子S6をオンする。
より出力される三角波キャリア電圧Ｓt と、電圧指令信
号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * とを入力し、電圧指令信号Ｖ
U *≧三角波キャリア電圧Ｓt ならばスイッチング素子S
1をオンして、スイッチング素子S6をオフし、電圧指令
信号ＶU * ＜三角波キャリア電圧Ｓt ならばスイッチン
グ素子S1をオフして、スイッチング素子S6をオンする。
【００１８】また、電圧指令信号ＶV * ≧三角波キャリ
ア電圧Ｓt ならばスイッチング素子S3をオンして、スイ
ッチング素子S2をオフするようなトリガ信号ＶG を生成
するものである。このトリガ信号ＶG により、スイッチ
ング素子S1〜S6がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各
相の電圧瞬時値が制御される。
ア電圧Ｓt ならばスイッチング素子S3をオンして、スイ
ッチング素子S2をオフするようなトリガ信号ＶG を生成
するものである。このトリガ信号ＶG により、スイッチ
ング素子S1〜S6がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各
相の電圧瞬時値が制御される。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図２に示したパッシブ
併用アクティブフィルタにおいて、図３に示す制御装置
により式(1) 〜(11)の演算を行い、電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を導出すると、負荷２が不平衡
の場合には電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * に基本
波成分を含むものとなる。
併用アクティブフィルタにおいて、図３に示す制御装置
により式(1) 〜(11)の演算を行い、電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を導出すると、負荷２が不平衡
の場合には電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * に基本
波成分を含むものとなる。
【００２０】そのために、三相ＰＷＭコンバータ５に基
本波が流れて、容量を大きくしなければならない。本発
明はこの点を改善しようとするものである。
本波が流れて、容量を大きくしなければならない。本発
明はこの点を改善しようとするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであり、特に逆相電流成分を検出
する演算回路を設けることにより、従来の電圧指令信号
から逆相電圧成分を差し引いて、新たに電圧指令信号と
なすものである。
点に鑑みなされたものであり、特に逆相電流成分を検出
する演算回路を設けることにより、従来の電圧指令信号
から逆相電圧成分を差し引いて、新たに電圧指令信号と
なすものである。
【００２２】
【作用】本発明は前述の解決手段を具備すると共に、特
に逆相実電力Ｒ，逆相虚電力Ｓなる概念を新たに導入し
ている。ここで、先に式(1) 〜(9) によって瞬時実電力
Ｐ及び虚電力Ｑ分二相電流指令Ｉα* 及びＩβ* が演算
されている。
に逆相実電力Ｒ，逆相虚電力Ｓなる概念を新たに導入し
ている。ここで、先に式(1) 〜(9) によって瞬時実電力
Ｐ及び虚電力Ｑ分二相電流指令Ｉα* 及びＩβ* が演算
されている。
【００２３】次に式(1) 〜(3) により求めた二相の電圧
及び電流を使い、式(4')により逆相実電力Ｒ及び虚電力
Ｓが求められる。
及び電流を使い、式(4')により逆相実電力Ｒ及び虚電力
Ｓが求められる。
【数６】
【００２４】これら逆相実電力Ｒ及び虚電力Ｓは、次の
式(5'), (6')により、それぞれ直流分ＲDC，ＳDCと交流
分ＲAC，ＳACに分解される。
式(5'), (6')により、それぞれ直流分ＲDC，ＳDCと交流
分ＲAC，ＳACに分解される。
【数７】 Ｒ＝ＲDC＋ＲAC (5') Ｓ＝ＳDC＋ＳAC (6')
【００２５】ここで、逆相実電力の直流分ＲDC及び虚電
力の直流分ＳDCより
力の直流分ＳDCより
【数８】 Ｒ* ＝ＲDC (12) Ｓ* ＝ＳDC (13) のごとく、逆相実電力指令信号Ｒ* 及び虚電力指令信号
Ｓ* が得られる。
Ｓ* が得られる。
【００２６】また、下記の式(9')に従って逆相実電力指
令信号Ｒ* 及び虚電力指令信号Ｓ*から、二軸変換した
逆相実電力Ｒ及び虚電力Ｓ分の二相電流指令Id* , Iq*
を得る。これら逆相実電力Ｒ，虚電力Ｓ分二相電流指令
Id* , Iq* は、Ｐ，Ｑ分二相電流指令信号Ｉα* ，Ｉβ
* 内に存在する逆相電流分である。
令信号Ｒ* 及び虚電力指令信号Ｓ*から、二軸変換した
逆相実電力Ｒ及び虚電力Ｓ分の二相電流指令Id* , Iq*
を得る。これら逆相実電力Ｒ，虚電力Ｓ分二相電流指令
Id* , Iq* は、Ｐ，Ｑ分二相電流指令信号Ｉα* ，Ｉβ
* 内に存在する逆相電流分である。
【００２７】さらに、式(10') に従って導出される各相
補償電流指令信号ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * は、基本波分
を含まない各相の高調波のみを消去する信号である。
補償電流指令信号ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * は、基本波分
を含まない各相の高調波のみを消去する信号である。
【数９】 なお、〔Ｃ〕-1は式(11)で与えられている。
【００２８】このようにして得られた各相補償電流指令
信号ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * をゲインＫ倍して、電圧指
令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を生成し、三角波キャリ
ア電圧と比較して、ＰＷＭ変換器のスイッチング素子の
オン，オフを制御することにより、不平衡負荷電流の高
調波補償を行うことができる。
信号ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * をゲインＫ倍して、電圧指
令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を生成し、三角波キャリ
ア電圧と比較して、ＰＷＭ変換器のスイッチング素子の
オン，オフを制御することにより、不平衡負荷電流の高
調波補償を行うことができる。
【００２９】
【実施例】以下、本発明を実施例図面を参照して更に詳
細に説明する。図１は本発明を適用したパッシブ併用ア
クティブフィルタの制御回路の一実施例を表すブロック
線図で、 107はＲ，Ｓ演算回路、 108はローパスフィル
タ、 109はＲ，Ｓ分電流指令値演算回路、 110は三相指
令値演算回路、 111はＰ，Ｑ分電流指令値演算回路を示
し、図３と同一符号は同一構成部分を示している。
細に説明する。図１は本発明を適用したパッシブ併用ア
クティブフィルタの制御回路の一実施例を表すブロック
線図で、 107はＲ，Ｓ演算回路、 108はローパスフィル
タ、 109はＲ，Ｓ分電流指令値演算回路、 110は三相指
令値演算回路、 111はＰ，Ｑ分電流指令値演算回路を示
し、図３と同一符号は同一構成部分を示している。
【００３０】Ｐ，Ｑ演算回路101 、ハイパスフィルタ10
2 、及びＰ，Ｑ分電流指令値演算回路111 は式(1) 〜
(9) によってＰ，Ｑ分二相電流指令信号Ｉα* 及びＩβ
* を三相指令値演算回路110 へ出力する。
2 、及びＰ，Ｑ分電流指令値演算回路111 は式(1) 〜
(9) によってＰ，Ｑ分二相電流指令信号Ｉα* 及びＩβ
* を三相指令値演算回路110 へ出力する。
【００３１】Ｒ，Ｓ演算回路107 、ローパスフィルタ10
8 、Ｒ，Ｓ分電流指令演算回路109は、式(1) 〜(3) 、
式(4')〜(6')、式(12)、(13)及び式(9')によって、Ｐ，
Ｑ分二相電流指令Id* 及びIq* を三相指令演算回路110
へ出力する。
8 、Ｒ，Ｓ分電流指令演算回路109は、式(1) 〜(3) 、
式(4')〜(6')、式(12)、(13)及び式(9')によって、Ｐ，
Ｑ分二相電流指令Id* 及びIq* を三相指令演算回路110
へ出力する。
【００３２】三相指令演算回路110 はＰ，Ｑ分二相電流
指令Ｉα* ，Ｉβ* 及びＲ，Ｓ分二相電流指令Id* ，Iq
* を入力し、式(10') に従って各相補償電流指令
ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * を生成して、増幅回路104 へ出
力する。
指令Ｉα* ，Ｉβ* 及びＲ，Ｓ分二相電流指令Id* ，Iq
* を入力し、式(10') に従って各相補償電流指令
ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * を生成して、増幅回路104 へ出
力する。
【００３３】増幅回路104 は各相補償電流指令ＩCU * ，
ＩCV * ，ＩCW * を入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を生成し、電圧制御回路106 へ
出力する。
ＩCV * ，ＩCW * を入力し、ゲインＫ倍して電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を生成し、電圧制御回路106 へ
出力する。
【００３４】電圧制御回路106 は、三角波発生回路105
より出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号Ｖ
U * ，ＶV * ，ＶW * とを入力し、ＰＷＭ変換器５のス
イッチング素子S1〜S6のトリガ信号ＶG を生成するもの
である。トリガ信号ＶG によってスイッチング素子S1〜
S6がオン，オフされ、ＰＷＭ変換器５の各相の電圧瞬時
値が制御される。
より出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号Ｖ
U * ，ＶV * ，ＶW * とを入力し、ＰＷＭ変換器５のス
イッチング素子S1〜S6のトリガ信号ＶG を生成するもの
である。トリガ信号ＶG によってスイッチング素子S1〜
S6がオン，オフされ、ＰＷＭ変換器５の各相の電圧瞬時
値が制御される。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来方式の瞬時実電力及び虚電力から求めたＰ，Ｑ分二
相電流指令より、更に逆相実電力及び虚電力より求めた
Ｒ，Ｓ分二相電流指令を差し引くことにより、基本波成
分を含まない電圧指令を得ることができるので、ＰＷＭ
変換器の容量を小さくしたまま、系統の高調波補償を行
うことができる。
従来方式の瞬時実電力及び虚電力から求めたＰ，Ｑ分二
相電流指令より、更に逆相実電力及び虚電力より求めた
Ｒ，Ｓ分二相電流指令を差し引くことにより、基本波成
分を含まない電圧指令を得ることができるので、ＰＷＭ
変換器の容量を小さくしたまま、系統の高調波補償を行
うことができる。
【図１】本発明を適用したパッシブ併用アクティブフィ
ルタの制御回路の一実施例を表すブロック線図である。
ルタの制御回路の一実施例を表すブロック線図である。
【図２】パッシブ併用アクティブフィルタの主回路構成
図である。
図である。
【図３】図２のパッシブ併用アクティブフィルタの制御
回路のブロック線図である。
回路のブロック線図である。
１ 三相交流系統電源 ２ サイリスタレオナード装置等の負荷 ３ ＬＣフィルタ 31, 33, 37 コンデンサ 32, 34, 36 リアクトル 35 抵抗 ４ 交流リアクトル ５ ＰＷＭ変換器 ６ 直流コンデンサ６ ７ （Ｙ−Ｙ）変圧器 ８ コンデンサ ９ 単相ダイオード整流器９ 101 Ｐ，Ｑ演算回路 102 ハイパスフィルタ 103 電流指令値演算回路 104 増幅回路 105 三角波発生回路 106 電圧制御回路 107 Ｒ，Ｓ演算回路 108 ローパスフィルタ 109 Ｒ，Ｓ分電流指令値演算回路 110 三相指令値演算回路 111 Ｐ，Ｑ分電流指令値演算回路 D1〜D6 ダイオード ＩSU, ＩSV，ＩSW 三相の電源電流 ＩFU，ＩFV，ＩFW フィルタ電流 ＩLU，ＩLV，ＩLW 負荷電流 Isα, Isβ 二相の電流 ＩU * ，ＩV * ，ＩW * 三相の電流指令信号 Ｉα* ，Ｉβ* 瞬時実電力Ｐ及び虚電力Ｑ分二相電流指
令 Id* , Iq* 逆相実電力Ｒ及び虚電力Ｓ分の二相電流指令 ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * 各相補償電流指令信号 Ｐ 瞬時実電力 ＰDC 瞬時実電力の直流分 ＰAC 瞬時実電力の交流分 Ｐ* 実電力指令信号 Ｑ 瞬時虚電力 ＱDC 瞬時虚電力の直流分 ＱAC 瞬時虚電力の交流分 Ｑ* 虚電力指令信号 Ｒ 逆相実電力 ＲDC 逆相実電力の直流分 ＲAC 逆相実電力の交流分 Ｒ* 逆相実電力指令信号 Ｓ 逆相虚電力 ＳDC 逆相虚電力の直流分 ＳAC 逆相虚電力の交流分 Ｓ* 逆相虚電力指令信号 Ｓt 三角波キャリア電圧 S1〜S6 オンオフ可能なスイッチング素子 ＶG トリガ信号 ＶU , ＶV , ＶW 三相の電源電圧 Ｖα，Ｖβ 二相の電圧 ＶU * ，ＶV * ，ＶW * 電圧指令信号
令 Id* , Iq* 逆相実電力Ｒ及び虚電力Ｓ分の二相電流指令 ＩCU * ，ＩCV * ，ＩCW * 各相補償電流指令信号 Ｐ 瞬時実電力 ＰDC 瞬時実電力の直流分 ＰAC 瞬時実電力の交流分 Ｐ* 実電力指令信号 Ｑ 瞬時虚電力 ＱDC 瞬時虚電力の直流分 ＱAC 瞬時虚電力の交流分 Ｑ* 虚電力指令信号 Ｒ 逆相実電力 ＲDC 逆相実電力の直流分 ＲAC 逆相実電力の交流分 Ｒ* 逆相実電力指令信号 Ｓ 逆相虚電力 ＳDC 逆相虚電力の直流分 ＳAC 逆相虚電力の交流分 Ｓ* 逆相虚電力指令信号 Ｓt 三角波キャリア電圧 S1〜S6 オンオフ可能なスイッチング素子 ＶG トリガ信号 ＶU , ＶV , ＶW 三相の電源電圧 Ｖα，Ｖβ 二相の電圧 ＶU * ，ＶV * ，ＶW * 電圧指令信号
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続したＬＣ
フィルタとＰＷＭ変換器とを直列に接続してなるパッシ
ブ併用アクティブフィルタの制御回路において、 該制御回路は電源電流を検出して瞬時実電力分及び瞬時
虚電力分の交流分より瞬時実電力及び虚電力電流指令値
を出力する手段と、前記電源電流を検出して逆相実電力
分及び逆相虚電力分の直流分より逆相実電力及び虚電力
電流指令値を出力する手段と、前記瞬時実電力及び虚電
力電流指令値と前記逆相実電力及び虚電力電流指令値の
各々の差を取り基本波成分を含まない三相電流指令値を
得る手段と、該三相電流指令値をゲインＫ倍して電圧指
令値を得る手段とを具えたことを特徴とするパッシプ併
用アクティブフィルタの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4077240A JPH05284652A (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4077240A JPH05284652A (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05284652A true JPH05284652A (ja) | 1993-10-29 |
Family
ID=13628345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4077240A Pending JPH05284652A (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05284652A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112534669A (zh) * | 2018-06-20 | 2021-03-19 | 西门子歌美飒可再生能源公司 | 使用有源滤波器抑制振荡 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02237434A (ja) * | 1989-03-06 | 1990-09-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
| JPH03243135A (ja) * | 1990-02-21 | 1991-10-30 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | パツシブ併用アクテイブフイルタ |
-
1992
- 1992-03-31 JP JP4077240A patent/JPH05284652A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02237434A (ja) * | 1989-03-06 | 1990-09-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
| JPH03243135A (ja) * | 1990-02-21 | 1991-10-30 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | パツシブ併用アクテイブフイルタ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112534669A (zh) * | 2018-06-20 | 2021-03-19 | 西门子歌美飒可再生能源公司 | 使用有源滤波器抑制振荡 |
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