JPH074051B2 - パツシブ併用アクテイブフイルタ - Google Patents
パツシブ併用アクテイブフイルタInfo
- Publication number
- JPH074051B2 JPH074051B2 JP2040358A JP4035890A JPH074051B2 JP H074051 B2 JPH074051 B2 JP H074051B2 JP 2040358 A JP2040358 A JP 2040358A JP 4035890 A JP4035890 A JP 4035890A JP H074051 B2 JPH074051 B2 JP H074051B2
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- JP
- Japan
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- power
- voltage
- imaginary
- component
- phase
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源系統に負荷に並列接続され、負荷へ流入す
る高調波電流を電源系統へ補償するパツシブ併用アクテ
イブフイルタに関するものである。
る高調波電流を電源系統へ補償するパツシブ併用アクテ
イブフイルタに関するものである。
高速スイッチング素子で構成される三相パルス幅変調方
式電力変換器（以下PWM変換器と略称する）と、PWM変換
器の交流側の各相に直列に挿入された交流リアクトル
と、PWM変換器の直流端子間に接続された直流コンデン
サと、直流コンデンサと並列に接続された単相ダイオー
ド整流回路と、交流リアクトルに二次側を接続されたス
タースター結線（Ｙ−Ｙ）の変圧器と、交流リアクトル
と変圧器との接続点に並列に接続されたコンデンサと、
変圧器の一次側と電源系統間に接続された交流フイルタ
と、PWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備えるパツ
シブ併用アクテイブフイルタは、「昭和63年電気学会産
業応用部門全国大会，講演論文集」掲載の「新しい原理
に基づく高調波抑制装置」等でも解説されている通り公
知である。
式電力変換器（以下PWM変換器と略称する）と、PWM変換
器の交流側の各相に直列に挿入された交流リアクトル
と、PWM変換器の直流端子間に接続された直流コンデン
サと、直流コンデンサと並列に接続された単相ダイオー
ド整流回路と、交流リアクトルに二次側を接続されたス
タースター結線（Ｙ−Ｙ）の変圧器と、交流リアクトル
と変圧器との接続点に並列に接続されたコンデンサと、
変圧器の一次側と電源系統間に接続された交流フイルタ
と、PWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備えるパツ
シブ併用アクテイブフイルタは、「昭和63年電気学会産
業応用部門全国大会，講演論文集」掲載の「新しい原理
に基づく高調波抑制装置」等でも解説されている通り公
知である。
第３図はパツシブ併用アクテイブフイルタを有する３相
系統例を示す。
系統例を示す。
第３図において、サイリスタレオナード装置等の負荷２
に系統インピーダンス１′を介して電力を供給している
三相交流系統電源１のライン各相に、交流フイルタ３が
接続される。ここに、交流フイルタ３はコンデンサ31お
よびリアクトル32の直列回路からなる第５調波同調フイ
ルタ，コンデンサ33およびリアクトル34の直列回路から
なる第７調波同調フイルタ，抵抗35およびリアクトル36
の並列回路とコンデンサ37との直列回路からなる高次フ
イルタからそれぞれ構成されてなる。交流フイルタ３の
各相の他端には（Ｙ−Ｙ）の変圧器７の一次側巻線が接
続され、変圧器７の一次巻線の他端はスター結線されて
いる。変圧器７の二次側の一方の端は各相スター結線さ
れるとともに、他端には各相に交流リアクトル４が直列
接続されている。また、変圧器７の二次側と交流リアク
トル４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されて
いる。
に系統インピーダンス１′を介して電力を供給している
三相交流系統電源１のライン各相に、交流フイルタ３が
接続される。ここに、交流フイルタ３はコンデンサ31お
よびリアクトル32の直列回路からなる第５調波同調フイ
ルタ，コンデンサ33およびリアクトル34の直列回路から
なる第７調波同調フイルタ，抵抗35およびリアクトル36
の並列回路とコンデンサ37との直列回路からなる高次フ
イルタからそれぞれ構成されてなる。交流フイルタ３の
各相の他端には（Ｙ−Ｙ）の変圧器７の一次側巻線が接
続され、変圧器７の一次巻線の他端はスター結線されて
いる。変圧器７の二次側の一方の端は各相スター結線さ
れるとともに、他端には各相に交流リアクトル４が直列
接続されている。また、変圧器７の二次側と交流リアク
トル４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されて
いる。
交流リアクトル４の反変圧器側にはPWM変換器５が接続
され、このPWM変換器５の直流端子間には直流コンデン
サ６が接続され、直流コンデンサ６には並列に単相ダイ
オード整流回路９が接続されている。PWM変換器５はオ
ンオフ可能なスイッチング素子S1〜S6にそれぞれダイオ
ードD1〜D6が並列接続された三相ブリッジ回路として接
続され、これは第４図に示す制御装置で生成されるトリ
ガ信号VGにより、スイッチング素子S1〜S6がオンオフさ
れて高調波抑制を行うものである。
され、このPWM変換器５の直流端子間には直流コンデン
サ６が接続され、直流コンデンサ６には並列に単相ダイ
オード整流回路９が接続されている。PWM変換器５はオ
ンオフ可能なスイッチング素子S1〜S6にそれぞれダイオ
ードD1〜D6が並列接続された三相ブリッジ回路として接
続され、これは第４図に示す制御装置で生成されるトリ
ガ信号VGにより、スイッチング素子S1〜S6がオンオフさ
れて高調波抑制を行うものである。
かように、パツシブ併用アクテイブフイルタは交流フイ
ルタ3,変圧器7,交流リアクトル4,コンデンサ8,PWM変換
器5,直流コンデンサ6,単相ダイオード整流回路９と、第
４図に示す制御装置を主構成部とするものである。
ルタ3,変圧器7,交流リアクトル4,コンデンサ8,PWM変換
器5,直流コンデンサ6,単相ダイオード整流回路９と、第
４図に示す制御装置を主構成部とするものである。
そして、基本波に対しては、交流フイルタ３は進相コン
デンサとして動作させ、PWM変換器５は零インピーダン
スとして動作させると、PWM変換器には基本波電圧が印
加されないものとなる。また、高調波に対しては、PWM
変換器５は電源電流の高調波成分を阻止するように高調
波電圧を発生させるものであり、交流フイルタ３の問題
点である反共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑
制することができる。
デンサとして動作させ、PWM変換器５は零インピーダン
スとして動作させると、PWM変換器には基本波電圧が印
加されないものとなる。また、高調波に対しては、PWM
変換器５は電源電流の高調波成分を阻止するように高調
波電圧を発生させるものであり、交流フイルタ３の問題
点である反共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑
制することができる。
そのため、ここでは三相〜二相変換を行い実電力および
虚電力なる概念を導入してなるものである。
虚電力なる概念を導入してなるものである。
すなわち、つぎの式（１）〜式（３）を用いて三相の電
源電流isu，isv，iswおよび系統電圧Vu，Vv，Vwを二相
の電流ｉｓα,iｓβおよび電圧Ｖα,Vβに変換する。
源電流isu，isv，iswおよび系統電圧Vu，Vv，Vwを二相
の電流ｉｓα,iｓβおよび電圧Ｖα,Vβに変換する。
ここで、〔Ｃ〕は三相〜二相の変換行列である。
この式（１）〜式（３）により求めた二相の電圧および
電流から、つぎの式（４）によって瞬時実電力ｐおよび
虚電力ｑが求められる。
電流から、つぎの式（４）によって瞬時実電力ｐおよび
虚電力ｑが求められる。
これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが一般的な有効電力
および無効電力に対応するものであり、さらに瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑは、つぎの式（５），（６）により
それぞれ直流分，と交流分，に分解される。
および無効電力に対応するものであり、さらに瞬時実電
力ｐおよび虚電力ｑは、つぎの式（５），（６）により
それぞれ直流分，と交流分，に分解される。
ｐ＝＋ …（５） ｑ＝＋ …（６） ここで、二相の電源電流ｉｓα,iｓβの基本波分は直流
分，に，高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は、一般にハイパスフイルタを通して
も分離することができる。
分，に，高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は、一般にハイパスフイルタを通して
も分離することができる。
かような技術思想に基づく制御装置として、その一例は
第４図の如くである。
第４図の如くである。
第４図において、電力演算回路101は系統電圧Vu，Vv，V
wと電源電流isu，isv，iswの検出値から式（１）〜式
（４）に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算し、
これらをハイパスフイルタ102へ出力する。ハイパスフ
イルタ102はこれらから直流分を除去し、瞬時実電力ｐ
の交流分および瞬時虚電力ｑの交流分を、それぞれ
実電力指令信号p*および虚電力指令信号q*として電流指
令値演算回路103へ出力する。
wと電源電流isu，isv，iswの検出値から式（１）〜式
（４）に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算し、
これらをハイパスフイルタ102へ出力する。ハイパスフ
イルタ102はこれらから直流分を除去し、瞬時実電力ｐ
の交流分および瞬時虚電力ｑの交流分を、それぞれ
実電力指令信号p*および虚電力指令信号q*として電流指
令値演算回路103へ出力する。
p*＝ …（７） q*＝ …（８） 電流指令値演算回路103は、実電力指令信号p*，虚電力
指令信号q*および系統電圧Vu，Vv，Vwを受け、式（１）
およびつぎの式（９）〜（11）に従って二相電流指令信
号を得、さらに二相〜三相変換を行い、三相の電流指令
信号iu *，iv *，iw *を生成して増幅回路104へ出力する。
指令信号q*および系統電圧Vu，Vv，Vwを受け、式（１）
およびつぎの式（９）〜（11）に従って二相電流指令信
号を得、さらに二相〜三相変換を行い、三相の電流指令
信号iu *，iv *，iw *を生成して増幅回路104へ出力する。
〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
増幅回路104は電流指令信号iu *，iv *，iw *を入力し、ゲ
インｋ倍して電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を生成して電
圧制御回路106へ出力する。
インｋ倍して電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を生成して電
圧制御回路106へ出力する。
電圧制御回路106は、三角波発生回路105より出力される
三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を
入力し、例えば（電圧指令信号Vu *≧三角波キヤリア電
圧Ｓ）であれば、スイッチング素子S1をオン，S6をオフ
させ、（電圧指令信号Vu *＜三角波キヤリア電圧Ｓ）で
あればスイッチング素子S1をオフ，S6をオンさせ、また
（電圧指令信号Vv *≧三角波キヤリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子S3をオン，S2をオフするようなト
リガ信号VGを生成するものである。これより、トリガ信
号VGによってスイッチング素子S1〜S6がオン，オフさ
れ、PWM変換器５の各相の電圧瞬時値が制御されるもの
となる。
三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を
入力し、例えば（電圧指令信号Vu *≧三角波キヤリア電
圧Ｓ）であれば、スイッチング素子S1をオン，S6をオフ
させ、（電圧指令信号Vu *＜三角波キヤリア電圧Ｓ）で
あればスイッチング素子S1をオフ，S6をオンさせ、また
（電圧指令信号Vv *≧三角波キヤリア電圧Ｓ）であれ
ば、スイッチング素子S3をオン，S2をオフするようなト
リガ信号VGを生成するものである。これより、トリガ信
号VGによってスイッチング素子S1〜S6がオン，オフさ
れ、PWM変換器５の各相の電圧瞬時値が制御されるもの
となる。
このようなPWM変換器５は高調波電圧だけを発生してい
るため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流およ
び交流フイルタ３の基本波進相電流が流れるが、PWM変
換器５には基本波電圧がかからない。
るため、負荷２の高調波電流を打ち消す高調波電流およ
び交流フイルタ３の基本波進相電流が流れるが、PWM変
換器５には基本波電圧がかからない。
かくの如く、従来のパツシブ併用アクテイブフイルタ
は、直流コンデンサに並列に設置される単相ダイオード
整流回路により、PWM変換器５のスイッチング損失分が
供給されて直流コンデンサ６の電圧が一定に保たれる。
は、直流コンデンサに並列に設置される単相ダイオード
整流回路により、PWM変換器５のスイッチング損失分が
供給されて直流コンデンサ６の電圧が一定に保たれる。
しかしながら、このような単相ダイオード整流回路にお
けるエネルギーを供給する方法においては、直流コンデ
ンサの電圧が過渡的に上昇した場合に、電圧を下降させ
る方法がなく、スイッチング素子に過大な電圧が印加さ
れるという不具合があった。
けるエネルギーを供給する方法においては、直流コンデ
ンサの電圧が過渡的に上昇した場合に、電圧を下降させ
る方法がなく、スイッチング素子に過大な電圧が印加さ
れるという不具合があった。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
本発明の理解を容易にするため、その具体的な構成例を
示すと、次の如きものである。
本発明の理解を容易にするため、その具体的な構成例を
示すと、次の如きものである。
すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続されるもの
であって、PWM変換器と、PWM変換器の交流側の各相に直
列に挿入された交流リアクトルと、PWM交換器の直流端
子間に接続された直流コンデンサと、交流リアクトルに
二次側を接続されたＹ−Ｙの変圧器と、交流リアクトル
と変圧器との接続点に並列に接続されたコンデンサと、
変圧器の一次側と電源系統間に接続された交流フイルタ
と、PWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備えるとと
もに、その制御装置には、電源系統の電源電流を検出し
て瞬時実電力および虚電力を演算する手段と、瞬時実電
力および虚電力の交流分を得る手段と、直流電圧指令値
と実際の直流電圧の偏差を得る手段と、その偏差を増幅
して虚電力直流分を得る手段と、その虚電力直流分と前
記虚電力の交流分を加算して虚電力指令信号を得る手段
と、この虚電力指令信号と実電力の交流分を入力して電
流指令値を得る手段と、電流指令値を入力しゲイン倍し
た電圧指令信号を出力する手段と、電圧指令信号と三角
波キヤリア電圧を比較してPWM変換器へのスイッチ指令
を生成する手段とを設けるようにしたものである。
であって、PWM変換器と、PWM変換器の交流側の各相に直
列に挿入された交流リアクトルと、PWM交換器の直流端
子間に接続された直流コンデンサと、交流リアクトルに
二次側を接続されたＹ−Ｙの変圧器と、交流リアクトル
と変圧器との接続点に並列に接続されたコンデンサと、
変圧器の一次側と電源系統間に接続された交流フイルタ
と、PWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備えるとと
もに、その制御装置には、電源系統の電源電流を検出し
て瞬時実電力および虚電力を演算する手段と、瞬時実電
力および虚電力の交流分を得る手段と、直流電圧指令値
と実際の直流電圧の偏差を得る手段と、その偏差を増幅
して虚電力直流分を得る手段と、その虚電力直流分と前
記虚電力の交流分を加算して虚電力指令信号を得る手段
と、この虚電力指令信号と実電力の交流分を入力して電
流指令値を得る手段と、電流指令値を入力しゲイン倍し
た電圧指令信号を出力する手段と、電圧指令信号と三角
波キヤリア電圧を比較してPWM変換器へのスイッチ指令
を生成する手段とを設けるようにしたものである。
このように構成されるパツシブ併用アクテイブフイルタ
においては、PWM変換器には電源電圧に対して90°位相
が進んだ進相電流が流れる。よって、この進相電流と同
相の電圧したがって虚電力の直流成分を制御することに
よって、直流コンデンサの電圧制御を行うことができ
る。
においては、PWM変換器には電源電圧に対して90°位相
が進んだ進相電流が流れる。よって、この進相電流と同
相の電圧したがって虚電力の直流成分を制御することに
よって、直流コンデンサの電圧制御を行うことができ
る。
以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。
第１図および第２図は本発明が適用された一実施例の要
部構成を示す３相系統図およびその制御装置の要部構成
を示す系統図である。
部構成を示す３相系統図およびその制御装置の要部構成
を示す系統図である。
すなわち、第１図に示すものは直流コンデンサ６に、第
３図に示した如き並列接続される単相ダイオード整流回
路９が除去されてなる。
３図に示した如き並列接続される単相ダイオード整流回
路９が除去されてなる。
さらに第２図に示すものにおいては、電力演算回路101
は式（１）〜式（４）に従って瞬時実電力および虚電力
を得、ハイパスフイルタ102′によりそれらの交流分
，を得る。
は式（１）〜式（４）に従って瞬時実電力および虚電力
を得、ハイパスフイルタ102′によりそれらの交流分
，を得る。
減算器107は直流電圧指令値VCD *と実際の直流電圧VCDの
ΔＶを増幅器108へ出力する。その増幅器108は偏差ΔＶ
を増幅して虚電力直流分Δｑを加算器109へ出力する。
加算器109はハイパスフイルタ102′出力の瞬時虚電力の
交流分と虚電力直流分Δｑを加算し、虚電力指令信号
q*として電流指令値演算回路103′へ出力する。電流指
令値演算回路103′は虚電力指令信号q*と実電力の交流
分すなわち実電力指令信号p*を入力し、式（９）〜式
（11）に従って電流指令値iu *，iv *，iw *を生成して増
幅回路104へ出力する。増幅回路104は電流指令値入力を
ゲインｋ倍して電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を生成して
電圧制御回路106へ出力する。
ΔＶを増幅器108へ出力する。その増幅器108は偏差ΔＶ
を増幅して虚電力直流分Δｑを加算器109へ出力する。
加算器109はハイパスフイルタ102′出力の瞬時虚電力の
交流分と虚電力直流分Δｑを加算し、虚電力指令信号
q*として電流指令値演算回路103′へ出力する。電流指
令値演算回路103′は虚電力指令信号q*と実電力の交流
分すなわち実電力指令信号p*を入力し、式（９）〜式
（11）に従って電流指令値iu *，iv *，iw *を生成して増
幅回路104へ出力する。増幅回路104は電流指令値入力を
ゲインｋ倍して電圧指令信号Vu *，Vv *，Vw *を生成して
電圧制御回路106へ出力する。
よって、電圧制御回路106は三角波発生回路105より出力
される三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号Vu *，Vv *，
Vw *を入力し、スイッチング素子S1〜S6をオンオフする
トリガ信号VGを生成するものとなる。
される三角波キヤリア電圧Ｓと電圧指令信号Vu *，Vv *，
Vw *を入力し、スイッチング素子S1〜S6をオンオフする
トリガ信号VGを生成するものとなる。
以上説明したように本発明によれば、直流コンデンサに
並設されたダイオード整流回路が除去され、直流コンデ
ンサの充電を行い電圧制御を併わせ行い得る簡便な構成
のパツシブ併用アクテイブフイルタを提供できる。
並設されたダイオード整流回路が除去され、直流コンデ
ンサの充電を行い電圧制御を併わせ行い得る簡便な構成
のパツシブ併用アクテイブフイルタを提供できる。
第１図および第２図は本発明が適用された一実施例の要
部構成を示す３相系統図およびその制御装置の要部構成
を示す系統図、第３図および第４図は従来例のパツシブ
併用アクテイブフイルタを示す３相系統図およびその制
御装置を示す系統図である。 １……三相交流系統電源、２……負荷、３……交流フイ
ルタ、４……交流リアクトル、５……三相パルス幅変調
方式電力変換器（PWM変換器）、６……直流コンデン
サ、７……変圧器、８……コンデンサ。
部構成を示す３相系統図およびその制御装置の要部構成
を示す系統図、第３図および第４図は従来例のパツシブ
併用アクテイブフイルタを示す３相系統図およびその制
御装置を示す系統図である。 １……三相交流系統電源、２……負荷、３……交流フイ
ルタ、４……交流リアクトル、５……三相パルス幅変調
方式電力変換器（PWM変換器）、６……直流コンデン
サ、７……変圧器、８……コンデンサ。
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続されるパ
ツシブ併用アクテイブフイルタにおいて、PWM変換器
と、該PWM変換器の交流側の各相に直列に挿入された交
流リアクトルと、前記PWM変換器の直流端子間に接続さ
れた直流コンデンサと、交流フイルタに２次側を接続さ
れたスタースター結線の変圧器と、前記交流リアクトル
と変圧器との接続点に並列に接続されたコンデンサと、
該変圧器の一次側と電源系統間に接続された交流フイル
タと、前記PWM変換器の電圧制御を行う制御装置とを設
けるとともに、該制御装置に、前記電源系統の電源電流
を検出して瞬時実電力および虚電力を演算する手段、該
瞬時実電力および虚電力の交流分を得る手段、直流電圧
指令値と実際の直流電圧の偏差を得る手段、該偏差を増
幅して虚電力直流分を得る手段、該虚電力直流分と前記
虚電力の交流分を加算して虚電力指令信号を得る手段、
該虚電力指令信号と前記実電力の交流分を入力して電流
指令値を得る手段、該電流指令値を入力しゲイン倍した
電圧指令値を出力する手段、該電圧指令信号と三角波キ
ヤリア電圧を比較して前記PWM変換器へのスイッチ指令
を生成する手段を設けたことを特徴とするパツシブ併用
アクテイブフイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2040358A JPH074051B2 (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | パツシブ併用アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2040358A JPH074051B2 (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | パツシブ併用アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03243135A JPH03243135A (ja) | 1991-10-30 |
| JPH074051B2 true JPH074051B2 (ja) | 1995-01-18 |
Family
ID=12578418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2040358A Expired - Lifetime JPH074051B2 (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | パツシブ併用アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH074051B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05284652A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
| US5731965A (en) * | 1996-06-21 | 1998-03-24 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Power line harmonic reduction by hybrid parallel active/passive filter system with square wave inverter and DC bus control |
| CN100336276C (zh) * | 2003-09-25 | 2007-09-05 | 西安交通大学 | 电气化铁道用并联混合型电力滤波器 |
| CN100459361C (zh) * | 2006-12-01 | 2009-02-04 | 山东山大华天科技股份有限公司 | 混合有源电力滤波器及其控制方法 |
| CN102545223A (zh) * | 2012-01-04 | 2012-07-04 | 北京华东电气股份有限公司 | 一种矿用高压动态滤波节电装置 |
| CN104201682B (zh) * | 2014-09-25 | 2016-07-20 | 湖北瑞力电气有限公司 | 一种内置式环形电抗器的高压无源滤波柜 |
-
1990
- 1990-02-21 JP JP2040358A patent/JPH074051B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03243135A (ja) | 1991-10-30 |
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