JPH0531321B2 - - Google Patents
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- JPH0531321B2 JPH0531321B2 JP57135212A JP13521282A JPH0531321B2 JP H0531321 B2 JPH0531321 B2 JP H0531321B2 JP 57135212 A JP57135212 A JP 57135212A JP 13521282 A JP13521282 A JP 13521282A JP H0531321 B2 JPH0531321 B2 JP H0531321B2
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- JP
- Japan
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- sine wave
- amplitude
- square wave
- band filter
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 17
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は正弦波発振回路に関し、特に多重帰還
帯域フイルタ等に正帰還をかけて正弦波発振出力
を得る正弦波発振回路に関する。
帯域フイルタ等に正帰還をかけて正弦波発振出力
を得る正弦波発振回路に関する。
従来、この種の正弦波発振回路において、振幅
調整を行なう場合には正弦波発振器の後段に利得
調整用増幅器を接続してこの増幅器の働きにより
行うか、更に増幅器の帰還出力に応じて増幅器の
利得調整を行う自動利得調整回路を設けて行つて
いた。しかしながら、従来のこうした方法ではい
ずれにしても発振を行なうために形成される正帰
還ループ外に振幅調整手段があるため、種々の発
振状態に対して安定した振幅調整を行うことが困
難である。このため振幅調整量の最大までダイナ
ミツクレンジをとれなかつた。
調整を行なう場合には正弦波発振器の後段に利得
調整用増幅器を接続してこの増幅器の働きにより
行うか、更に増幅器の帰還出力に応じて増幅器の
利得調整を行う自動利得調整回路を設けて行つて
いた。しかしながら、従来のこうした方法ではい
ずれにしても発振を行なうために形成される正帰
還ループ外に振幅調整手段があるため、種々の発
振状態に対して安定した振幅調整を行うことが困
難である。このため振幅調整量の最大までダイナ
ミツクレンジをとれなかつた。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、ダ
イナミツクレンジが広く、歪の少ない正弦波出力
を得ることができると共に、正弦波出力の発振周
波数の安定化を計つた正弦波発振回路を提供する
ことを目的とする。本発明ではこの目的を達成す
るために、出力信号として基本波を得る帯域フイ
ルタに対して形成される正帰還ループ内に前記出
力信号を方形波に変換する手段及びこの方形波の
振幅を制御する手段を設けると共に、前記変換手
段からの方形波と所定の方形波の位相比較出力を
低域フイルタを通した出力に応じて前記帯域フイ
ルタの中心周波数を切り替えるようにしたことを
特徴としている。
イナミツクレンジが広く、歪の少ない正弦波出力
を得ることができると共に、正弦波出力の発振周
波数の安定化を計つた正弦波発振回路を提供する
ことを目的とする。本発明ではこの目的を達成す
るために、出力信号として基本波を得る帯域フイ
ルタに対して形成される正帰還ループ内に前記出
力信号を方形波に変換する手段及びこの方形波の
振幅を制御する手段を設けると共に、前記変換手
段からの方形波と所定の方形波の位相比較出力を
低域フイルタを通した出力に応じて前記帯域フイ
ルタの中心周波数を切り替えるようにしたことを
特徴としている。
以下本発明の実施例を添附された図面と共に説
明する。第１図は本発明に係る正弦波発振回路の
基本構成を示す回路図である。１は出力信号（正
弦波信号）から方形波を作り出すコンパレータ、
２はこのコンパレータ１からの方形波の振幅を調
整する振幅調整回路、３は方形波の基本波成分を
取り出す帯域フイルタであり、発振を行わせるた
めにこの帯域フイルタ３の出力信号はコンパレー
タ１の入力側に正帰還されている。４は出力信号
の振幅を基準電圧と比較して振幅調整回路２に帰
還して振幅が一定になるように調整する自動利得
調整回路である。また、５はコンパレータ１から
の方形波信号と基準発振器７，８の出力を切換ス
イツチS1で選んだ出力との位相差を比較する位相
比較器で、６は比較された信号から直流成分を取
り出す低域フイルタである。
明する。第１図は本発明に係る正弦波発振回路の
基本構成を示す回路図である。１は出力信号（正
弦波信号）から方形波を作り出すコンパレータ、
２はこのコンパレータ１からの方形波の振幅を調
整する振幅調整回路、３は方形波の基本波成分を
取り出す帯域フイルタであり、発振を行わせるた
めにこの帯域フイルタ３の出力信号はコンパレー
タ１の入力側に正帰還されている。４は出力信号
の振幅を基準電圧と比較して振幅調整回路２に帰
還して振幅が一定になるように調整する自動利得
調整回路である。また、５はコンパレータ１から
の方形波信号と基準発振器７，８の出力を切換ス
イツチS1で選んだ出力との位相差を比較する位相
比較器で、６は比較された信号から直流成分を取
り出す低域フイルタである。
第２図は第１図の基本構成に基づく本発明の一
実施例を示す回路図である。コンパレータ１は、
抵抗R1，R2およびオペアンプQ1から構成され抵
抗R2の抵抗値は抵抗R1の抵抗値に比べて非常に
大きく選定されている。また振幅調整回路２は抵
抗R3，R4及びダイオードD1で構成され、ここで
S2は発振停止用スイツチである。また帯域フイル
タ３はオペアンプQ2、抵抗R5〜R9、FETQ3及び
コンデンサC1，C2で構成されている。また自動
利得調整回路４は、抵抗R10〜R15、可変抵抗
VR1、コンデンサC3，C4、ダイオードD2、オペ
アンプQ4、ツエナダイオードZD1から構成されて
いる。また所定の周波数の方形波を出力する基準
発振器７，８は、安定な発振周波数を与える水晶
発振器の出力を分周した精度の高い発振周波数を
出力するように構成されている。更に、低域フイ
ルタ６は抵抗R17〜R19、コンデンサC5，C6、オ
ペアンプQ5で構成され、位相比較器５で位相比
較された信号から直流分を取り出し、帯域フイル
タ３のFETQ3のゲートバイアスを変えるように
構成されている。
実施例を示す回路図である。コンパレータ１は、
抵抗R1，R2およびオペアンプQ1から構成され抵
抗R2の抵抗値は抵抗R1の抵抗値に比べて非常に
大きく選定されている。また振幅調整回路２は抵
抗R3，R4及びダイオードD1で構成され、ここで
S2は発振停止用スイツチである。また帯域フイル
タ３はオペアンプQ2、抵抗R5〜R9、FETQ3及び
コンデンサC1，C2で構成されている。また自動
利得調整回路４は、抵抗R10〜R15、可変抵抗
VR1、コンデンサC3，C4、ダイオードD2、オペ
アンプQ4、ツエナダイオードZD1から構成されて
いる。また所定の周波数の方形波を出力する基準
発振器７，８は、安定な発振周波数を与える水晶
発振器の出力を分周した精度の高い発振周波数を
出力するように構成されている。更に、低域フイ
ルタ６は抵抗R17〜R19、コンデンサC5，C6、オ
ペアンプQ5で構成され、位相比較器５で位相比
較された信号から直流分を取り出し、帯域フイル
タ３のFETQ3のゲートバイアスを変えるように
構成されている。
本発明の一実施例の構成は上述したようであ
り、その動作の説明に先だつて、本発明に係る正
弦波発振回路の発振原理について説明する。
り、その動作の説明に先だつて、本発明に係る正
弦波発振回路の発振原理について説明する。
帯域フイルタ３は多重帰還型の例えば２次バン
ドパスフイルタで構成され、FETQ3の抵抗分と
抵抗R6，R7との合成抵抗値をR′としてこの帯域
フイルタ３の伝達関数は次式で表わされる。
ドパスフイルタで構成され、FETQ3の抵抗分と
抵抗R6，R7との合成抵抗値をR′としてこの帯域
フイルタ３の伝達関数は次式で表わされる。
Ｆ（jω）＝−Aα（ｊω／ω0）／（ｊω／ω0）2＋α
（ｊω／ω0）＋１ ……(1) ここで 上記帯域フイルタ３に正帰還をかけて発振させ
ると、伝達関数の虚数部分が零となりω＝ω0す
なわち周波数f0で発振する。また、この時の基本
波成分の利得はＡとなる。前述したように、本実
施例の発振回路は、方形波の信号を帯域フイルタ
３を通して正弦波を得ているため歪が生ずる。今
方形波の電圧をE1Vp-pとし、フーリエ展開する
と V1(t)＝a0／２＋∞ 〓n=0 （２／π）E1／2n＋１ sin（2n＋１）ω0t （a0／２はDC成分）……(2) この方形波を上記帯域フイルタ３を通すと、出
力V0(t)は 即ち、基本波成分として４／πAE1Vp-pの正弦波 が得られ、方形波の電圧E1を調整することによ
り、正弦波の振幅を容易に調整することができ
る。また歪率γは で表わされ、α＝0.1にすれば約１％の歪率にな
り、歪の少ない正弦波が得られる。
（ｊω／ω0）＋１ ……(1) ここで 上記帯域フイルタ３に正帰還をかけて発振させ
ると、伝達関数の虚数部分が零となりω＝ω0す
なわち周波数f0で発振する。また、この時の基本
波成分の利得はＡとなる。前述したように、本実
施例の発振回路は、方形波の信号を帯域フイルタ
３を通して正弦波を得ているため歪が生ずる。今
方形波の電圧をE1Vp-pとし、フーリエ展開する
と V1(t)＝a0／２＋∞ 〓n=0 （２／π）E1／2n＋１ sin（2n＋１）ω0t （a0／２はDC成分）……(2) この方形波を上記帯域フイルタ３を通すと、出
力V0(t)は 即ち、基本波成分として４／πAE1Vp-pの正弦波 が得られ、方形波の電圧E1を調整することによ
り、正弦波の振幅を容易に調整することができ
る。また歪率γは で表わされ、α＝0.1にすれば約１％の歪率にな
り、歪の少ない正弦波が得られる。
本発明の発振原理は上述したようであり、次に
動作説明を行う。まず、回路全体に電源が供給さ
れると、出力端OUTに信号が現われ、コンパレ
ータ１に入力される。これによつてオペアンプ
Q1の出力は反転増幅された信号が飽和し方形波
となる。ここで、上述した(3)式から理解されるよ
うに所望の出力信号の増幅値に応じて、方形波の
振幅値E1の調整を行う。即ちオペアンプQ1から
の方形波信号は抵抗R3，R4を通り帯域フイルタ
３に供給される。ここで自動利得調整回路４のオ
ペアンプQ4の出力より、方形波の電圧が高い時
ダイオードD1が導通して振幅が制限され、方形
波の電圧が低い時は、ダイオードD1の影響を受
けない。この場合の自動利得調整回路４の動作を
詳述すれば、出力正弦波信号はダイオードD2で
半波整流され抵抗R10を通りコンデンサC3に充電
される。ここで、コンデンサC3に並列に接続さ
れた抵抗R11は放電抵抗である。コンデンサC3に
充電された電圧は、抵抗R13とツエナダイオード
ZD1で構成された電源電圧を可変抵抗VR1で調整
した電圧と比較され、オペアンプQ4で差動増幅
される。このオペアンプQ4で増幅された出力に
基づいて前記振幅調整回路２の方形波の振幅が調
整されるため、これにより出力正弦波の振幅が一
定となる。また前述した位相比較器５の動作を詳
述すると、コンパレータ１の出力と基準発振器
７，８のいずれかの出力をスイツチS1で選択した
値との位相が位相比較器５で比較され、低域フイ
ルタ６でその直流成分が取り出される。この直流
成分に応じてFETQ3のゲートバイアスが変化す
るため、前述した(1)式から理解されるように、こ
のFETQ3を含む合成抵抗値R′が変化するため、
帯域フイルタ３の中心周波数を変化させることが
できる。即ちこの場合、正弦波発振回路を位相比
較器５の出力に基づいて電圧制御型発振器
（VCO）としてPLL動作させているので、基準発
振器７，８のいずれかの周波数に正弦波発振回路
の発振周波数を常に高精度に追従させることがで
きる。
動作説明を行う。まず、回路全体に電源が供給さ
れると、出力端OUTに信号が現われ、コンパレ
ータ１に入力される。これによつてオペアンプ
Q1の出力は反転増幅された信号が飽和し方形波
となる。ここで、上述した(3)式から理解されるよ
うに所望の出力信号の増幅値に応じて、方形波の
振幅値E1の調整を行う。即ちオペアンプQ1から
の方形波信号は抵抗R3，R4を通り帯域フイルタ
３に供給される。ここで自動利得調整回路４のオ
ペアンプQ4の出力より、方形波の電圧が高い時
ダイオードD1が導通して振幅が制限され、方形
波の電圧が低い時は、ダイオードD1の影響を受
けない。この場合の自動利得調整回路４の動作を
詳述すれば、出力正弦波信号はダイオードD2で
半波整流され抵抗R10を通りコンデンサC3に充電
される。ここで、コンデンサC3に並列に接続さ
れた抵抗R11は放電抵抗である。コンデンサC3に
充電された電圧は、抵抗R13とツエナダイオード
ZD1で構成された電源電圧を可変抵抗VR1で調整
した電圧と比較され、オペアンプQ4で差動増幅
される。このオペアンプQ4で増幅された出力に
基づいて前記振幅調整回路２の方形波の振幅が調
整されるため、これにより出力正弦波の振幅が一
定となる。また前述した位相比較器５の動作を詳
述すると、コンパレータ１の出力と基準発振器
７，８のいずれかの出力をスイツチS1で選択した
値との位相が位相比較器５で比較され、低域フイ
ルタ６でその直流成分が取り出される。この直流
成分に応じてFETQ3のゲートバイアスが変化す
るため、前述した(1)式から理解されるように、こ
のFETQ3を含む合成抵抗値R′が変化するため、
帯域フイルタ３の中心周波数を変化させることが
できる。即ちこの場合、正弦波発振回路を位相比
較器５の出力に基づいて電圧制御型発振器
（VCO）としてPLL動作させているので、基準発
振器７，８のいずれかの周波数に正弦波発振回路
の発振周波数を常に高精度に追従させることがで
きる。
本発明の一実施例は上述したようであり、発振
のために正帰還ループ内に振幅調整手段を設けて
いるのでダイナミツクレンジが広く歪みの少ない
正弦波を発振できる。また、発振周波数をPLL
動作により常に基準周波数に一致させ得るので周
波数特性が安定している。また、必要に応じてス
イツチS2を投入することにより振幅制限量を最大
（振幅零）にして容易に発振停止制御が可能とな
る。また振幅調整回路２の振幅調整を自動利得調
整回路４により行つているので常に正弦波出力の
振幅を一定にできる。更に、必要に応じて方形波
の振幅を制御することにより直線的に出力振幅を
変えることができ、帯域フイルタ３の中心周波数
をキヤリヤ周波数としてAM変調も可能である。
のために正帰還ループ内に振幅調整手段を設けて
いるのでダイナミツクレンジが広く歪みの少ない
正弦波を発振できる。また、発振周波数をPLL
動作により常に基準周波数に一致させ得るので周
波数特性が安定している。また、必要に応じてス
イツチS2を投入することにより振幅制限量を最大
（振幅零）にして容易に発振停止制御が可能とな
る。また振幅調整回路２の振幅調整を自動利得調
整回路４により行つているので常に正弦波出力の
振幅を一定にできる。更に、必要に応じて方形波
の振幅を制御することにより直線的に出力振幅を
変えることができ、帯域フイルタ３の中心周波数
をキヤリヤ周波数としてAM変調も可能である。
本発明は以上のようであり、ダイナミツクレン
ジが広く歪のない正弦波出力を得ることができる
と共に正弦波出力の発振周波数の安定化を計れ
る。
ジが広く歪のない正弦波出力を得ることができる
と共に正弦波出力の発振周波数の安定化を計れ
る。
第１図は本発明に係る正弦波発振回路の基本構
成を示すブロツク図、第２図は第１図の基本構成
に基づく一実施例の回路図である。 １……コンパレータ、２……振幅調整回路、３
……帯域フイルタ、４……自動利得調整回路、５
……位相比較器、６……低域フイルタ、７，８…
…基準発振器。
成を示すブロツク図、第２図は第１図の基本構成
に基づく一実施例の回路図である。 １……コンパレータ、２……振幅調整回路、３
……帯域フイルタ、４……自動利得調整回路、５
……位相比較器、６……低域フイルタ、７，８…
…基準発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 出力信号として基本波を得る帯域フイルタ
と、前記出力信号を方形波に変換する手段と、前
記変換手段からの方形波の振幅を制御する手段と
を備え、前記帯域フイルタに対して前記変換手
段、前記振幅制御手段を含む正帰還ループを形成
する為に前記振幅制御手段の出力を前記帯域フイ
ルタに入力すると共に、前記変換手段からの方形
波と所定の方形波出力との位相比較を行う手段を
有し、この位相比較手段の出力に基づき前記帯域
フイルタの中心周波数を切り替えるように構成し
たことを特徴とする正弦波発振回路。 ２ 前記帯域フイルタの帰還出力に基づいて前記
振幅制御手段による制御量を調整する自動利得調
整回路を設けたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の正弦波発振回路。 ３ 前記振幅制御手段による振幅制限量を最大に
することにより発振を停止させることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の正弦波発振回路。 ４ 前記所定の方形波出力を切り替えることによ
り前記帯域フイルタの中心周波数を変えるように
構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の正弦波発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57135212A JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57135212A JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5927608A JPS5927608A (ja) | 1984-02-14 |
| JPH0531321B2 true JPH0531321B2 (ja) | 1993-05-12 |
Family
ID=15146460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57135212A Granted JPS5927608A (ja) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | 正弦波発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5927608A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004511120A (ja) * | 2000-07-12 | 2004-04-08 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | オシレータ回路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0787332B2 (ja) * | 1986-07-18 | 1995-09-20 | 株式会社東芝 | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
| JPH04302217A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-26 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
-
1982
- 1982-08-04 JP JP57135212A patent/JPS5927608A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004511120A (ja) * | 2000-07-12 | 2004-04-08 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | オシレータ回路 |
| JP4812226B2 (ja) * | 2000-07-12 | 2011-11-09 | シナジー マイクロウェーブ コーポレーション | オシレータ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5927608A (ja) | 1984-02-14 |
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