JPH0532941B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、再生クロツクの1/2の周波数の信
号の位相に関係なく、常に復調データ中央を識別
することができるようにしたMSK信号の復調装
置に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

MSK信号は、１シンボル（Ｔ秒）の間に位相
が＋π/2または−π/2変化するデイジタル信号の
変調方式で、各シンボル間の搬送波位相が連続で
あり、そのめ定包絡線（Constant Euvelope）か
つ信号スペクトラムの集中度が高い方式として知
られている。

MSK信号の復調方式として、 (a) MSK信号はFSK信号の１種とも考えられる
ことから、FM検波器を用いて復調する方法、 (b) １シンボルの間に位相が＋π/2または−π/2
変化することを利用して先行シンボルを１シン
ボル時間Ｔ遅延させた後90゜シフトさせ掛算す
る遅延検波方式、 が簡易な方式である。前記２方式は復調装置が簡
易な方式となる反面、同一Ｃ／Ｎに対するビツト
誤り率が復調装置側で搬送波を再生し、同期検波
する同期検波方式に比べ悪いという欠点を有す
る。

復調装置側で搬送波を再生する方式としては、
第１図に示すようにQPSK（Quadrature Phase
Shift Keying）復調装置と同様入力信号を４逓
倍し、変調信号の影響を除去する方法が考えられ
る。

すなわち、入力信号１はクロツク再生回路２に
入力され、1/THzのクロツク再生して1/4分周回
路３に入力され、そこで周波数を1/4に分周して
位相のシフトない出力３ａを積分識別回路４に送
出すとともに、位相を90゜シフトした出力３ｂを
積分識別回路５に送出する。

また、入力信号１はキヤリア再生回路６内の４
逓倍器６ａおよび掛算回路７，８に入力される。
４逓倍器６ａに入力された入力信号１はそこで周
波数が４逓倍され、掛算回路６ｂに送られる。

掛算回路６ｂは発振器６ｄの出力信号とを掛算
して低域フイルタ６ｃに入力し、この低域フイル
タ６ｃで周波数の低い領域成分を通過させて発振
器６ｄを駆動し、発振器６ｄの出力を1/4分周回
路６ｅで周波数を1/4に分周する。この分周回路
６ｅの出力６_e1はそのまま掛算回路７に送るとと
もに、90゜位相器９を通して位相を90゜シフトさせ
て掛算回路８に出力する。

掛算回路７はあ入力信号１と1/4分周回路６ｅ
の出力との掛算を行つて、積分識別回路７に出力
し、また、掛算回路８は入力信号１と90゜位相器
９の出力とを掛算して積分識別回路５に出力す
る。

積分識別回路４は1/4分周回路３の出力３ａと
掛算回路７の出力とから積分状態を識別して復調
データを出力する。同様に積分識別回路５は掛算
回路８の出力と1/4分周回路３の出力３ｂとから
積分状態を識別して復調データを出力する。

この第１図のMSK復調方式は再生キヤリアと
再生クロツクが独立に生成されるため、２軸の同
期検波出力のシンボルタイミングと識別のクロツ
クタイミングが同期しないという欠点を持つ。

すなわち、MSK信号は第３図の信号の生成過
程で示すように、第３図ａの同期Ｔの入力信号１
に対して、第３図ｂ、第３図ｃにそれぞれ示す
Ｉ、Ｑ軸のデータタイミングがTsecずれている。
送信側のＩ、Ｑ軸のデータのどちらが復調軸１，
２にあらわれるかは再生搬送波（第３図ｄ、第３
図ｅ）の位相で決まるため確定できない。

したがつて、第１図に示す復調方式では、復調
データと識別用クロツクのタイミングの関係を
１：１に限定できないという欠点を有する。

この欠点を除去する方式として、第２図に示す
ように同期検波出力からクロツク成分を抽出する
方式が考えられる。

この第２図の場合、入力信号１は第１図と同様
のキヤリア再生回路６の1/4分周回路６ｅの出力
を直接掛算回路７に送るとともに、90゜位相器９
を通して掛算回路８に送出する。掛算回路７は1/
４分周回路６ｅの出力と入力信号１との掛算を行
つて積分識別回路４に送出する。

掛算回路８は入力信号１と90゜位相器９の出力
との掛算を行つて積分識別回路５に送出する。

また、掛算回路７の出力はクロツク再生回路１
０の振幅識別回路１０ａに入力され、そこでその
振幅を判別して掛算回路１０ｂに出力する。掛算
回路１０ｂは発振器１０ｄの出力を1/2分周回路
１０ｅで分周した信号との掛算を行い、低域フイ
ルタ１０ｃを通して、発振器１０ｄを駆動する。
この発振器１０ｄの出力を1/4分周回路１１に送
出し、そこで周波数を1/4に分周する。

1/4分周回路１１の出力を位相シフトしないで
そのまま積分識別回路４に送出するとともに、
90゜位相シフトした出力を積分識別回路５に送出
する。積分識別回路４は掛算回路７の出力と1/4
分周回路１１の出力とにより、また、積分識別回
路５は掛算回路８の出力と1/4分周回路１１の出
力とにより、それぞれ積分状態を識別する。

この場合、再生搬送波が雑音の影響でサイクル
スリツプを生じた場合、復調データタイミングが
Tsecずれるためクロツク再生回路１０が同期は
ずれを生じ、その間バースト誤りが発生する。

したがつて、MSK信号の復調装置としては、 (a) 再生キヤリアの位相により再生クロツクの位
相を制御する方式、 (b) 再生クロツクの位相により再生キヤリアの位
相を制御する方式、 のいずれかとなる。

前者の代表例を第４図に示す。この復調方式は
変調指数１のFSK信号の復調方式としてSundeが
考案した復調方式を応用したものとして知られて
いる。

この第４図において、入力信号を逓倍回路１
２、掛算器１３，１４に入力し、逓倍回路１２で
入力信号の周波数を２倍にして、（2πfc＋１／2T） Hz位相同期回路１５、（2πfc−１／2T）Hz位相同期 回路１６にそれぞれ入力して（2πfc＋１／2T）Hzと （2πfc−１／2T）Hzの周波数と位相同期をとつて分 周回路１７，１８に送り、そこで1/2に分周した
後、それぞれ加算器１９，２０および掛算器２１
に出力する。

分周回路１７は同相の信号を出力し、分周回路
１８は互いに逆相の信号を出力する。これによ
り、加算器１９は分周回路１７，１８の出力を加
算して掛算器１３に出力し、加算器２０は分周回
路１７の出力から分周回路１８の出力を引いて掛
算器１４に出力する。

掛算器１３は加算器１９の出力と入力信号とを
掛算して積分、サンプリングおよびダンプ回路２
２に出力し、掛算器１４は加算器２０の出力と入
力信号とを掛算して積分、サンプリングおよびダ
ンプ回路２３に出力する。

一方、掛算器２１は両分周回路１７，１８の出
力を加算した後、ローパスフイルタ２４に入力
し、そこで低周波成分を抽出した後、論理和要素
２５を通して積分、サンプリングおよびダンプ回
路２３にクロツクとして出力するとともに、ロー
パスフイルタ２４の反転信号をクロツクとして、
積分、サンプリングおよびダンプ回路２２に出力
する。

積分、サンプリングおよびダンプ回路２２，２
３はそれぞれクロツクに基づき掛算器１３，１４
の出力を積分、サンプリング、ダンプして、差動
増幅および復号化回路２６，２７に送出し、そこ
で復号化した後、並−直列変換回路２８からシリ
アルの復調信号を得るようにしている。

このキヤリア従属型MSK復調方式は高周波で
の位相同期ループが二つ必要であり、かつ高周波
段での２逓倍、２分周回路が必要となるため装置
が複雑、高価になるという欠点を有する。

〔発明の目的〕

この発明は前記従来の各方式の欠点を除去する
ためになされたもので、簡易な構成でかつ高性能
のMSK信号の復調装置を提供することを目的と
する。

〔発明の概要〕

この発明のMSK信号の復調装置は、MSK信号
の変調成分を抽出して再生クロツク信号を再生
し、２個の直交する同期検波器出力の低域成分を
低域フイルタにより取り出した後排他的論理和を
とつてその出力と再生クロツク信号の1/2周期の
信号で排他的論理和をとることにより入力信号の
周波数と再生搬送波間の位相差の関数となる信号
成分を生成し、この位相誤差の関数となる成分を
制御電圧として電圧制御発振器の発振出力の位相
を制御して再生搬送波を生成し、２個の直交する
同期検波器の出力を再生クロツク信号の1/4の周
波数でかつ直交する２個の信号で掛算するととも
に再生クロツク信号の1/2の周波数で極性の異な
るクロツク信号で２個の掛算器の出力を識別して
MSK信号の直交する各軸のデイジタルデータを
復調するようにしたものである。

〔発明の実施例〕

以下、この発明のMSK信号の復調装置の実施
例について図面に基づき説明する。第５図はこの
発明のMSK信号の復調装置に入力されるMSK信
号の変調成分を抽出するMSK変調器であり、こ
の発明の復調装置の説明に先がけて、MSK変調
器を概述することにする。

この第５図において、入力信号が直並列変換器
３１に入力されると、そこで直列データが並列デ
ータに変換されて、差動符号器３２，３３に送ら
れる。差動符号器３２，３３で並列データを符号
化して直交するＩ軸、Ｑ軸のデイジタルデータＩ
(t)，Ｑ(t)を掛算器３４，３５に出力する。

また、クロツク信号が位相同期発振器３６に入
力され、この位相同期発振器３６からこのクロツ
ク信号と同期したクロツク信号sinπt／2Tが発生し て掛算器３４に送られるとともに、90゜移相器３
７に入力され、そこで90゜位相をシフトして、ク
ロツク信号cosπt／2Tを掛算器３５に送られる。

掛算器３４は差動符号器３２の出力Ｉ(t)とクロ
ツク信号sinπt／2Tとの掛算を行つて、その結果Ｉ (t)・sinπt／2Tを掛算器３８に出力する。同様にし て、掛算器３５は差動符号器３３の出力Ｑ(t)とク
ロツク信号cosπt／2Tとの掛算を行つて、その結果 Ｑ(t)・cosπt／2Tを掛算器３９に出力する。

掛算器３８にはキヤリア発振器４０から角周波
数ω₀の搬送波（以下、キヤリアと言う）sinω₀tを
掛算器３８に送出するとともに、90゜移相器４１
を通して90゜位相をシフトさせてキヤリアcosω₀t
を発生させ、このキヤリアcosω₀tを掛算器３９
に出力する。

掛算器３９はキヤリアsinω₀tと掛算器３４の出
力Ｉ(t)、sinπt／2Tとの掛算を行つて、Ｉ(t)・sin πt／2T・sinω₀tを算出して加算器４２に出力する。

同様にして、掛算器３９はキヤリアcosω₀tと
掛算器３５の出力Ｑ(t)・cosπt／2Tとの掛算を行つ て、Ｉ(t)・cosπt／2T・cosω₀tを算出して加算器４ ２に加える。

加算器４２はこの両掛算器３８，３９の出力を
加算して、バンドパスフイルタ４３により所定の
周波数帯域のMSK信号の変調信号Ｉ(t)・sin
πt／2T・sinω₀t＋Ｑ(t)cosπt／2T・cosω₀tを出力す
る。

この変調信号Ｉ(t)・sinπt／2T・sinω₀t＋Ｑ(t)・ cosπt／2T・cosω₀tが第６図のこの発明の第１の実 施例の復調装置に入力されるMSK信号の入力信
号Ｓ(t)となるものである。

この入力信号Ｓ(t)は上述と同様の次の(1)式とし
て表わされる。

Ｓ(t)＝Ｉ(t)・sinω₀t・sinπt／2T＋Ｑ(t)・cosω₀t
・cosπt／2T……(1) この(1)式において、ω₀はキヤリア角周波数
（rad／sec）であり、Ｔはデータ長（sec）であ
る。この入力信号Ｓ(t)は第６図において、掛算器
５０，５１、および搬送波位相同期ループ５２
（クロツク信号発生回路）のバンドパスフイルタ
５２ａに入力されるようになつている。

搬送波位相同期ループ５２のバンドパスフイル
タ５２ａの出力は包絡線検波器５２ｂにより包絡
線検波を行つてMSK信号の変調成分を抽出し、
その出力を同期検波器５２ｃに送出するようにな
つている。この同期検波器５２ｃには、電圧制御
発振器５２ｅ（以下、VCOと言う）からローパス
フイルタ５２ｄを通した出力が入力されるように
なつており、ローパフイルタ５２ｄの出力により
同期検波器５２ｃは包絡線検波器５２ｂの出力を
同期検波し、その出力をVCO５２ｅに印加する
ようになつている。

VCO５２ｅはこの同期検波器５２ｃの出力に
より発振周波数が制御されるようになつている。
VCO５２ｅの出力は1/2分周回路５３を通して
90゜移相器５４、タイミング判定器５６（Ｄ−フ
リツプ・フロツプにより構成されている）および
極性反転器５５を通してタイミング判定器５７
（Ｄ−フリツプ・フロツプにより構成されている）
に送出するようになつている。

また、1/2分周回路５３の出力は1/2分周回路５
８を通して、90゜移相器５９、掛算器６０に送出
するようになつている。

上記90゜移相器５４の出力は掛算器６１に送出
するようになつており、また、90゜移相器５９の
出力は掛算器６２に出力するようになつている。
掛算器６１は90゜移相器５４の出力と掛算器６３
の出力との掛算を行つてローパスフイルタ６４を
通してVCO６５に出力するようになつている。

VCO６５はのローパスフイルタ６４の出力電
圧により発振周波数を制御して同期検波器５０に
出力するとともに、90゜移相器６６を通して同期
検波器５１に出力するようになつている。

同期検波器５０はVCO６５の出力で入力信号
Ｓ(t)の同期検波を行つて、その出力をローパスフ
イルタ６７に出力し、ローパスフイルタ６７の出
力は掛算器６０，６３に出力するようになつてい
る。

また、同期検波器５１は90゜移相器６６の出力
で入力信号Ｓ(t)を同期検波して、その出力をロー
パスフイルタ６８に出力するようになつている。
このローパスフイルタ６８の出力は掛算器６２，
６３に出力するようになつている。

掛算器６０はローパスフイルタ６７の出力と1/
２分周回路５８の出力との掛算を行つてタイミン
グ判定器５７に出力するようにしており、同様に
して、掛算器６２はローパスフイルタ６８の出力
と90゜移相器５９の出力との掛算を行つてタイミ
ング判定器５６に出力すようになつている。

タイミング判定器５７は極性反転器５５の出力
を基にして掛算器６６の出力タイミングを判定し
てMSK信号の直交するＩ軸のデイジタルデータ
の復調信号を出力するようになつている。同様に
して、タイミング判定器５１は1/2分周回路５３
の出力を基にして、掛算器６２の出力のタイミン
グを判定してMSK信号の直交するＱ軸のデイジ
タルデータの復調信号を出力するようになつてい
る。

次に、以上のように構成されたこの発明の
MSK信号の復調装置の動作について説明する。
(1)式で示した入力信号Ｓ(t)において、Ｉ(t)、Ｑ(t)
は送信側のデータ信号の状態により定まる係数で
「＋１」、または「−１」の値をとる。このＩ(t)、
Ｑ(t)およびsinπt／2T、cosπt／2Tのタイミング関係
を 第７図に示す。

第７図からわかるようにＩ(t)（第７図ａ）は
０、2T、4T、……2NT（Ｎは整数）にシンボル
の変化点をもつており、また、第７図ｂに示すよ
うに、Ｑ(t)はＴ、3T、……（2N＋１）Ｔ（Ｎは
整数）にシンボルの変化点をもつている。

入力信号Ｓ(t)は分配器（図示せず）で３出力に
分配される。その出力の一つは狭帯域のバンドパ
スフイルタ５２ａへ供給される。狭帯域のバンド
パスフイルタ５２ａは通過帯域幅が入力信号Ｓ(t)
の伝送帯域幅より狭い帯域フイルタである。した
がつてバンドパスフイルタ５２ａの出力には変調
成分に対応した包絡線変化が生じる。包絡線検波
器５２ｂはその変化成分を検出する回路で、その
出力は同期検波器５２ｃへ供給される。

同期検波器５２ｃ、VCO５２ｅ、ローパスフ
イルタ５２ｄは位相同期ループ５２を形成し、入
力信号Ｓ(t)の変調クロツク成分に同期した再生ク
ロツク信号ｆ(t)（第７図ｅ）を生成する。(1)式よ
り再生クロツク信号ｆ(t)は次のようにあらわされ
る。

ｆ(t)＝sin2πt／Ｔ ……(2) この位相同期ループ５２はクロツク信号再生回
路として動作する。再生クロツク信号ｆ(t)は1/2
分周回路５３へ供給される。1/2分周回路５３は
デイジタル信号の場合フリツプフロツプ回路で簡
単に構成できる。

この1/2分周回路５３の出力信号ｇ(t)（第７図
ｆ、第７図ｇ）は、回路の初期動作状態により次
の(3)式、(4)式に示す２通との状態をとる（すなわ
ち、180゜の不確定性を持つ）。

ｇ(t)＝＋sinπt／Ｔまたは−sinπt／Ｔ ……(3) また、この1/2分周回路５３の出力ｇ(t)を90゜移
相器５４を通すことにより、その出力ｈ(t)が(4)式
のようになる。

ｈ(t)＝＋cosπt／Ｔまたは−cosπt／Ｔ ……(4) したがつて、以下の二つの状態について回路動
作状態を説明する。

(A) ｇ(t)＝＋sinπt／Ｔ（ｈ(t)＝＋cosπt/T）のと
き VCO６５の出旅R₁(t)を次のように定義する。

R₁(t)＝sin（ω₀t＋） ……(5) この(5)式において、は入力信号Ｓ(t)のキヤ
リアとVCO６５の出力R₁(t)の位相差である。

このとき同期検波器５０，５１の出力a₁(t)、
a₂(t)は次式で与えられる。

a₁(t)＝Ｓ(t)×sin（ω₀t＋）……(6) a₂(t)＝Ｓ(t)×cos（ω₀t＋）……(7) この同期検波器５０，５１の出力信号a₁(t)、
a₂(t)はそれぞれローパスフイルタ６７，６８へ
印加される。ローパスフイルタ６７，６８は高
域のキヤリアおよびその高調波成分を除去する
もので、その出力b₁(t)，b₂(t)はそれぞれ次式と
なる。

b₁(t)＝２／１｛Ｉ(t)・sinπt／2T・cos＋Ｑ(t)・co
sπt／2T・sin｝……(8) b₂(t)＝２／１｛−Ｉ(t)・sinπt／2T・cos＋Ｑ(t)・
cosπt／2T・sin｝……(9) このローパスフイルタ６７，６８の出力信号
b₁(t)、b₂(t)はそれぞれ掛算器６３に印加され掛
算される。掛算器６３はアナログ型掛算器で
も、この出力信号b₁(t)、b₂(t)をデイジタル信号
に変換して排他的論理和回路で実現できる。こ
の掛算器６３の出力ｃ(t)は上記(8)式、(9)式より
次式で与えられる。

ｃ(t)＝b₁(t)×b₂(t)＝１／８Msin（πt／Ｔ＋） ……(10) ただし、この(10)式において、Ｍは新たに導入
した係数で、次の(11)式、(12)式で定義する。

Ｍ＝Ｉ(t)×Ｑ(t)＝＋１、（Ｉ(t)＝Ｑ(t)）
……(11) Ｍ＝Ｉ(t)×Ｑ(t)＝−１、（Ｉ(t)≠Ｑ(t)）
……(12) 上記掛算器６３の出力信号ｃ(t)は掛算器６１
に印加され、1/2分周回路５３の出力信号ｇ(t)
を90゜移相器５４で90゜位相シフトした出力信号
ｈ(t)と乗算される。掛算器６１は掛算器６３と
同様、アナログ型、デイジタル型いずれでもよ
い。この掛算器６１の出力信号ｄ(t)は上記(3)
式、(10)式より ｄ(t)＝ｃ(t)×ｈ(t)＝１／16Msin（2πt／Ｔ＋2M）
＋16sin2……(13) と表わされる。この掛算器６１の出力信号ｄ(t)
はローパスフイルタ６４に送られる。ローパス
フイルタ６４はクロツク周波数成分を除去する
もので、その出力信号ｅ(t)は(13)式より次のよう
に与えられる。

ｅ(t)＝１／16sin2 ……(14) ローパスフイルタ６４の出力信号ｅ(t)は
VCO６５に加えられ、このVCO６５の制御電
圧として供給されるから、その結果第６図中の
一点鎖線で囲んだ部分（５２の部分）は搬送波
位相同期ループとして動作する。

この搬送波位相同期ループ５２の安定点はｅ
(t)＝０で、ｅ(t)の微係数e′(t)が正になる点であ
る。したがつて(14)式より sin2＝０、すなわち＝Nπ（Ｎ＝０、１、２…）
……(15) である。

すなわち、この搬送波位相同期レープ５２は
４相PSKのそれが４個の安定点をもつのに対
し、二つの安定点（０、π）しかもたない。こ
れは再生クロツク信号によりこの搬送波位相同
期ループ５２が制御されているためである。

前記(15)式を(8)、(9)式を代入して、ローパスフ
イルタ６７，６８の出力信号b₁(t)，b₂(t)は次の
ようにあらわすことができる。

b₁(t)＝±１／２Ｉ(t)sinπt／2T、b₂(t)＝±１／２Ｑ(
t)cosπt／2T……(16) 一方、1/2分周回路５８の出力信号ｊ(t)は(3)
式より ｉ(t)＝±sinπt／2T ……(17) となる。したがつて90゜位相器５９の出力信号
ｋ(t)は ｋ(t)＝±cosπt／2T ……(18) となる。故に掛算器６０，６２の出力信号l₁(18)
（第６図(h)）、l₂(18)（第６図ｉ）は(16)式、(18)式
、
次の(19)式、(20)式より l₁(t)＝±１／２Ｉ(t)sin²πt／2T＝±１／４Ｉ(t)（１
−cosπt／Ｔ）……(19) l₂(t)＝±１／２Ｑ(t)cos²πt／2T＝±１／４Ｑ(t)（１
＋cosπt／Ｔ……(20) となる。

この掛算器６０，６２の出力信号l₁(t)、l₂(t)
のタイミング関係は第７図に示すように、出力
信号l₁(t)はｔ＝Ｔ、3T……（2N−１）Ｔがデ
ータの中央となり、一方、出力信号l₂(t)はｔ＝
0.2T……2NTがデータの中央となつている。

(B) ｇ(t)＝−sinπt／Ｔ（ｈ(t)＝−cosπt／Ｔ）の
とき この場合、掛算器６３の出力信号ｃ(t)までは
(A)の場合と同一である。掛算器６１の出力信号
ｄ(t)は次のように表わされる。

ｄ(t)＝１／８Msin（πt／２＋）×｛−sinπt／２｝
＝−１／16Msin（2πt／Ｔ＋M）−１／16sin2……
（21） したがつて、ローパスフイルタ６４の出力信
号ｅ(t)は次のように与えられる。

ｅ(t)＝−１／16sin2 ……（22） したがつて、(B)の場合の搬送波位相同期ループ
６２の安定点は（22）式より ＝（＋１／２）π（Ｎ＝０、１、２……） ……（23） となる。

すなわち、(B)の場合搬送波位相同期ループの
安定点は(A)の場合と異なる（π/2、3/2π）の
２点となる。

（23）式を(8)式、(9)式へ代入して、 b₁(t)＝±Ｑ(t)・cosπt／2T……（24） b₂(t)＝±Ｉ(t)・sinπt／2T……（25） となる。

一方、1/2分周回路５８の信号信号ｊ(t)およ
びこの出力信号ｊ(t)を90゜移相器５９で90゜移相
した出力信号ｋ(t)はそれぞれ次の式（26）式、
（27）式として表わされる。

ｊ(t)＝±cosπt／2T ……（26） ｋ(t)＝±sinπt／2T ……（27） この出力信号ｊ(t)、ｋ(t)はそれぞれ掛算器６
０，６２でローパスフイルタ６７，６８の出力
信号b₁(t)，b₂(t)と掛算されて、出力信号l₁(t)
（第７図ｌ）、l₂(t)（第７図ｍ）をそれぞれタイ
ミング判定器５７，５６に出力する、この出力
信号l₁(t)，l₂(t)はそれぞれ次の（28）式、（29）
式で表わされる。

l₁(t)＝±１／４Ｑ(t)（１＋cosπt／Ｔ） ……（28） l₂(t)＝±１／４Ｉ(t)（１−cosπt／Ｔ） ……（29） この（28）式、（29）式からわかるように、
(B)の場合は掛算器６０，６２の出力信号l₁(t)、
l₂(t)が丁度(A)の場合と逆になつている。しか
し、極性反転器５５で得られる識別タイミング
信号−ｇ(t)（第７図ｋ）、1/2分周回路５３から
得られる識別タイミング信号＋ｇ(t)（第７図
ｉ）も丁度(A)の場合と逆になるので、各軸のデ
ータタイミングと識別パルスタイミングは同じ
組合せとなり、データの中央を識別する。

以上説明したように、第６図の実施例は再生ク
ロツクの1/2周期の信号の位相に関係なく常に復
調データの中央を識別することができる。

なお、復調軸１，２のどちらに送信側のＩ軸デ
ータ、Ｑ軸データ復調されるかは重要な問題では
ない。すなわち、オフセツトQPSK信号の復調装
置と同様に、Ｉ軸データ、Ｑ軸データには時間的
な順序関係があるので、並列−直列交換時、２軸
のデータをＴ秒同期で順次、切り換えて送出する
だけでよい。

また、復調データは前記のように、（±）の極
性アンビギユイテイが残るが、これは下記(ア)、(イ)
のいずれかの方法で解ける。

(ア) 送信側でＩ、Ｑ各軸を差動符号化、受信側で
復調後差動復号化する方法（差動符号化方式）、 (イ) 送信符号中に特定のパターンをあらかじめ挿
入しておき受信側で、復調された特定パターン
の形から復調データの極性を判定する方法（コ
ヒーレント方式）、 上記の方法はオフセツトQPSK信号の復調装置
と同一の方法である。これはMSK信号が前記の
信号生成過程から明らかなようにオフセツト
QPSK信号の各軸の信号をそれぞれsinπt／2T、cos πt／2Tで平衡変調することによつて得られるところ から、MSK信号を復調、タイミング識別した後
の信号の形式はオフセツトQPSKと同一になると
ころから明らかである。

次に、この発明のMSK信号の復調装置の第２
の実施例について説明する。第８図はこの第２の
実施例を示すブロツク図であり、この第８図にお
いて、第６図と同一部分は同一符号を付してその
説明を省略し、第６図とは異なる部分を重点的に
述べる。

この第８図に示すように復調データからクロツ
ク信号を再生する手段も上記実施例と異なつてい
る。すなわち、搬送波位相同期ループ５２におい
て、排他的論理回路７０は振幅識別器７０，７１
の出力の排他的論理和をとつて、同期検波器５２
ｃに出力するようになつており、同期検波器５２
ｃはVCO５２ｅの出力がローパスフイルタ５２
ｄを通して入力されるようになつている。

振幅識別器７０，７１はそれぞれ掛算器６０，
６２の出力の振幅を識別して、排他的論理和回路
５２ｆ、タイミング判定器５７，５６上に出力す
るようにしている。

また、掛算器６１には1/2分周回路５８の出力
を90゜移相器５４を通して加えるようになつてい
る点が第６図とは異なるものである。

この第８図の場合高周波段での狭帯域フイルタ
の包絡線検波器が不用となり、クロツク再生回路
をすべてデイジタル回路で構成できるという利点
をもつ。

また、第６図の場合はクロツク同期確立後キヤ
リア同期が確立するというシーケンスとなるため
クロツク再生回路はキヤリア同期回路の影響をう
けず極めて安定な回路であるが、この第８図の場
合復調データからクロツク信号を再生するため、
クロツク再生回路はキヤリア同期状態の影響をう
ける。

しかし、送信クロツク信号はキヤリアに比べ極
めて安定した場合、クロツク再生回路のVCOは
高安定化できる。したがつて、クロツク同期ルー
プのループ帯域をキヤリア同期ループのそれに比
べ十分狭くすることができるので、キヤリア同期
がはずれた状態でもキヤリアが再同期するに十分
な時間はクロツク同期を保持することができる。

したがつて、キヤリアに比べクロツクの安定性
が十分高いMSK信号の復調装置として変形例が
実現可能である。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明のMSK信号の復調装
置によれば、MSK信号の変調成分を抽出して再
生クロツク信号を再生し、２個の直交する同期検
波器出力の低域成分を低域フイルタにより取り出
した後排他的論理和をとつてその出力と再生クロ
ツク信号の1/2の周波数の信号で排他的論理和を
とることにより入力信号の周波数を再生搬送波間
の位相誤差の関数となる信号成分を生成し、この
位相誤差の関数となる成分を制御電圧として電圧
制御発振器の発振出旅の位相を制御して、再生搬
送波を生成し、２個の直交する同期検波器の出力
を再生クロツク信号の1/4の周波数でかつ直交す
る２個の信号で掛算するとともに再生クロツク信
号の1/2の周波数で極性の異なるクロツク信号で
２個の掛算器の出力を識別してMSK信号の直交
する各軸のデイジタルデータを復調するようにし
たので、簡易な構成で再生クロツクの1/2の周波
数の信号の位相に関係なく常に復調データの中央
を識別できる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はそれぞれ従来のMSK信
号の復調方式のブロツク図、第３図は第２図の復
調方式の動作を説明するためのタイムチヤート、
第４図は従来のキヤリア従属型MSK復調方式の
ブロツク図、第５図はこの発明のMSK信号の復
調装置に適用されるMSK変調信号を作成する
MSK変調器のブロツク図、第６図はこの発明
MSK信号の復調装置の一実施例のブロツク図、
第７図は第６図のMSK信号の復調装置の動作を
説明するためのタイムチヤート、第８図はこの発
明のMSK信号の復調装置の他の実施例のブロツ
ク図である。 ５０，５１，５２ｃ……同期検波器、５２……
搬送波位相同期ループ、５２ｅ，６５……VCO、
５２ｆ……排他的論理和回路、５３，５８……1/
２分周回路、５４，５９，６０……90゜移相器、５
５……極性反転器、５６，５７……タイミング判
定器、６０〜６３……掛算器、７０，７１……振
幅識別器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ MSK信号の変調成分を抽出し、再生クロツ
   ク信号を再生する回路と、２個の直交する同期検
   波器の出力の低域成分を低域フイルタにより取り
   出した後排他的論理和をとる回路と、前記排他的
   論理和出力を前記再生クロツク信号の1/2の周波
   数の信号で排他的論理和をとることにより、入力
   信号の周波数と再生搬送波間の位相誤差の関数と
   なる信号成分を生成する手段と、前記位相誤差の
   関数となる成分を制御電圧として電圧制御発振器
   の発振出力位相を制御することにより再生搬送波
   を得る搬送波同期回路と、前記２個の直交する同
   期検波器の出力を前記再生クロツク信号の1/4の
   周波数でかつ直交する２個の信号で掛算する回路
   と、前記再生クロツク信号の1/2の周波数で極性
   の異なるクロツク信号で前記２個の掛算器の出力
   を識別してMSK信号の直交する各軸のデイジタ
   ルデータを復調する手段とよりなることを特徴と
   するMSK信号の復調装置。