JPH0548005B2 - - Google Patents

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JPH0548005B2
JPH0548005B2 JP56064299A JP6429981A JPH0548005B2 JP H0548005 B2 JPH0548005 B2 JP H0548005B2 JP 56064299 A JP56064299 A JP 56064299A JP 6429981 A JP6429981 A JP 6429981A JP H0548005 B2 JPH0548005 B2 JP H0548005B2
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JP
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transistor
high frequency
gate electrode
coupled
electrode
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Jei Riigan Robaato
O Hoogusujaa Hooru
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GTE Laboratories Inc
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Publication date
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Publication of JPH0548005B2 publication Critical patent/JPH0548005B2/ja
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高電圧、高周波トランジスタ電力増幅
器に関し、詳しくいうと、直列接続されたトラン
ジスタを使用して高い動作電圧を可能にした高周
波増幅器に関する。
トランジスタ動作電圧は相互領域間降伏電圧、
例えばバイポーラトランジスタの場合にはBVCES
（コレクタ−エミツタ降伏電圧）および電界効果
トランジスタの場合にはBVDSS（ドレイン−ソー
ス降伏電圧）によつて制限される。電界効果トラ
ンジスタがＣ級増幅器における能動素子として使
用されかつこのトランジスタの出力インピーダン
スが適正に整合されていると、トランジスタドレ
イン電圧は通常、ドレイン−ソース飽和電圧から
供給電圧の約２倍まで振動する。同様の電圧がバ
イポーラトランジスタを使用するＣ級増幅器にお
いて生じる。負荷インピーダンスがトランジスタ
の出力インピーダンスに整合されていない場合に
は、電源電圧の２倍より大きいピーク振幅を持つ
た電圧定在波が生じ得る。従つて、最大降伏値の
１／２より若干低い供給電圧が通常は推奨されてい
る。
100MHz以上の周波数で動作するように設計さ
れている今日のパワートランジスタは一般に36V
（ボルト）以下の直流（DC）電源電圧に制限され
ている。これら供給電圧レベルは、恐らく安全性
から電池の形式のポータブル電源の利用に及ぶ理
由のために、業界の標準として確立されている。
出力電力を増大させるために、並列の能動装置
または並列の電力増幅器が通常使用されている。
駆動電力は分割されて個々の増幅装置に供給さ
れ、出力電力は結合されて所望の電力レベルを得
るようにしている。これは同じ直流供給電圧で動
作する新しいより高出力の電力増幅器をもたらす
が、しかし並列接続される電力装置の数に依存し
てより多くの直流電流が流れる難点がある。
代りの、ある場合にはさらに望ましい高周波、
高電力増幅を得る方法はより高い供給電圧を使用
することである。この方法は、大部分の家庭、事
務所、および産業上の建物において利用できる比
較的高い交流（AC）電圧を利用するものである。
通常、ACライン電圧はトランスによつて降圧さ
れ、トランジスタの動作に合致するDC電圧に整
流される。電源トランスを除去することは関連す
るコストおよび重さの軽減とともに、高電圧で動
作する電力増幅器の大きな利点である。さらに、
電流要件は供給電圧が増大すると減少し、従つて
高電流導体に対する要件も対応的に減少する。
理想的には、高い降伏電圧容量を有するトラン
ジスタは高い供給電圧で使用できる。しかしなが
ら、高い降伏電圧および高周波動作は半導体装置
の設計においては相反する要件である。高い動作
周波数を得るのに必要な薄い相互作用領域のため
に、これら装置は固有に低い降伏電圧を有するこ
とになる。
従つて、本発明の目的は高電圧で動作し得る新
規な、改良された高周波増幅器を提供することで
ある。
本発明によれば、これらおよび他の目的ならび
に利点は高周波電力を受信するための入力端子
と、該入力端子に結合されたゲート電極、ドレイ
ン電極、および基準電位に結合されたソース電極
を有し、関連するドレイン−ソース電極降伏電圧
を有する第１のFETトランジスタと、該第１の
FETトランジスタの前記ゲート電極に結合され、
このゲート電極に前記基準電位に実質的に等しい
直流バイアス電圧を供給するための第１の直流バ
イアス装置と、ゲートおよびドレイン電極、なら
びに前記第１のFETトランジスタの前記ドレイ
ン電極に結合されたソース電極を有し、関連する
ドレイン−ゲート電極降伏電圧を有する第２の
FETトランジスタと、該第２のFETトランジス
タの前記ドレイン電極に結合され、高周波電力を
負荷に供給するための出力端子と、前記第１およ
び第２のFETトランジスタの降伏電圧の和の1/2
に実質的に等しい動作電圧を供給する動作電位源
と、前記第２のFETトランジスタの前記ドレイ
ン電極と前記動作電位源間に結合されたインダク
タと、前記第２のFETトランジスタの前記ゲー
ト電極に結合され、このゲート電極に前記動作電
位と前記基準電位との間の直流バイアス電位を供
給するための第２の直流バイアス装置と、前記第
２のFETトランジスタの前記ゲート電極と前記
基準電位間に接続された高周波信号に対して高イ
ンピーダンスを示す高インピーダンス容量素子お
よび前記第２のFETトランジスタの前記ゲート
電極と前記ドレイン電極間に結合されたインピー
ダンス素子を含み、このゲート電極に予め定めら
れたレベルの高周波電力を発生するための装置と
を具備することを特徴とする高周波増幅器により
達成される。
本発明ならびに本発明のその他の目的、利点、
および能力を十分に理解するために、添付図面を
参照しての以下の記載を参照されたい。
以下本発明の好ましい実施例につき添付図面を
参照して詳細に説明する。
Ｎチヤネル・エンハンスメント形VHFパワ
ー・金属−酸化物−シリコン電界効果トランジス
タ（MOSFET）を使用する本発明による高周波
増幅器の好ましい一実施例が第１図に例示されて
いる。入力端子１０は外部源から高周波電力を受
信する。増幅された高周波電力は出力端子１２か
ら負荷に送られる。この増幅器は直流供給電圧
VDDにより作動される。
入力端子１０は直流阻止コンデンサＣ１および
インダクタＬ１を介して第１のトランジスタＱ１
のゲート電極Ｇ１に結合されている。コンデンサ
Ｃ１とインダクタＬ１の共通接続点はこの実施例
では接地である基準電位にコンデンサＣ２を介し
て結合されている。インダクタＬ１とコンデンサ
Ｃ２の組合せは高周波源のインピーダンスをトラ
ンジスタＱ１の入力インピーダンスに整合させる
ように動作する入力インピーダンス整合回路１４
を形成する。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１
は無線周波チヨークすわなちインダクタＬ２を介
して接地に結合されている。トランジスタＱ１の
ソース電極Ｓ１は接地に結合されている。インダ
クタＬ２はトランジスタＱ１を信号の不存在時に
オフ状態にバイアスするように動作し、高周波電
力に対して高インピーダンスを呈する。
トランジスタＱ１のドレイン電極Ｄ１は第２の
トランジスタＱ２のソース電極Ｓ２に結合されて
いる。トランジスタＱ２のドレイン電極Ｄ２は直
列組合せのインダクタＬ３および直流阻止コンデ
ンサＣ３を介して出力端子１２に結合されてい
る。インダクタＬ３とコンデンサＣ３の共通接続
点はコンデンサＣ４を介して接地に結合されてい
る。インダクタＬ３とコンデンサＣ４の組合せは
トランジスタＱ２の出力インピーダンスを出力端
子１２に接続された負荷のインピーダンスに整合
させるように動作する出力インピーダンス整合回
路１４を形成する。トランジスタＱ２のドレイン
電極Ｄ２はさらに、直列組合せのインダクタＬ４
およびＬ５を介して直流供給電圧VDDのような動
作電位源に結合されている。インダクタＬ４とＬ
５の共通接続点はコンデンサＣ５を介して接地に
結合されている。DC供給電圧VDDはコンデンサ
Ｃ６を介して接地に結合されている。インダクタ
Ｌ４およびＬ５とコンデンサＣ５およびＣ６の組
合せはフイルタ回路１８を形成する。このフイル
タ回路１８はDC電圧源からトランジスタＱ２の
ドレイン電極Ｄ２へ電流を通すが、トランジスタ
Ｑ２のドレイン電極Ｄ２からDC電圧源へ高周波
電流が流れることを阻止する。
抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２はDC供給電圧VDDと
接地間に直列に結合されている。抵抗Ｒ１とＲ２
の接続点は抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ２の
ゲート電極Ｇ２に結合されている。抵抗Ｒ１とＲ
２の接続点はまた、デカツプリングコンデンサＣ
７を介して接地に結合されている。デカツプリン
グコンデンサＣ７は上記接続点に現われる高周波
電力をフイルタする。抵抗Ｒ１，Ｒ２，およびＲ
３、ならびにコンデンサＣ７はトランジスタＱ２
のゲート電極Ｇ２にDCバイアス電極を提供する
ように動作するDCバイアス回路２０を形成する。
コンデンサＣ８がトランジスタＱ２のゲート電極
Ｇ２と接地間に結合されている。フイードバツク
抵抗Ｒ４がトランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２と
ドレイン電極Ｄ２間に結合されている。
第１図に示す増幅器におけるトランジスタＱ１
およびＱ２はＢ級モードで動作するようにバイア
スされる。インダクタＬ２はトランジスタＱ１の
ゲート電極Ｇ１とソース電極Ｓ１との間にOVの
DCバイアスを提供する。DCバイアス回路２０は
トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２にDC供給電
圧VDDの約1/2のバイアス電圧を提供するように
動作する。適正に同調されると、増幅器はトラン
ジスタＱ１とＱ２間にほぼ等しく分配されるDC
供給電圧VDDにより動作し、かくしてトランジス
タＱ１のドレイン電極Ｄ１にDC供給電圧VDDに
ほぼ等しいピーク−ピーク高周波電圧信号（Ｑ１
がオン・オフ間で切り替わるときＱ１にかかる電
圧波形に対応し、第２Ｂ図にVD1として示されて
いる）を確立する。広帯域の増幅器動作が望まれ
るときには、入力インピーダンス整合回路１４お
よび出力インピーダンス整合回路１６がこの分野
の技術者に知られているように適当な広帯域回路
と置換できる。
第２Ａ，２Ｂ、および２Ｃ図を参照すると、高
周波電力が第１図の増幅器に供給されたときに第
１図の増幅器の種々の点で生じる波形が図示され
ている。第２Ａ図はトランジスタＱ１のゲート電
極Ｇ１に現われる入力高周波電圧信号を参照のた
めに表わすものである。第２Ｂ図はトランジスタ
Ｑ１のドレイン電極Ｄ１の信号VD1と、トランジ
スタＱ２のゲート電極Ｇ２の信号VG2との関係を
示す。VD1とVG2の差はトランジスタＱ２に対す
るゲート−ソース駆動信号である。トランジスタ
Ｑ２のドレイン電極Ｄ２における高周波出力信号
VD2の波形が第２Ｃ図に示されている。最大値は
DC供給電圧VDDのほぼ２倍であり、また最小値
はトランジスタＱ１およびＱ２のドレイン−ソー
スオン抵抗の和を示す。トランジスタＱ２はドレ
イン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２間に関連する寄生
容量CDG（図示せず）を有する。寄生容量CDG、抵
抗Ｒ４、およびコンデンサＣ８はトランジスタＱ
２のドレイン電極Ｄ２の高周波信号の一部分をゲ
ート電極Ｇ２にフイードバツクすることによつて
このゲート電極Ｇ２に供給される高周波電力のレ
ベルを制御するように働く。
第１図の回路において、トランジスタＱ２がタ
ーンオフとなるとき、ドレインバイアスインダク
タ（素子Ｌ４，Ｌ５等）中の電流は断たれる。イ
ンダクタ内における電流の急激な変化の結果とし
て、ドレイン電源電圧を増すような極性において
この変化に対向する電圧がインダクタの両端間に
発生し、その結果VDDより高い、最高2VDDの値を
有する出力信号が生ずる。
第２Ｃ図に示されるAC電圧VD2は、トランジ
スタＱ２のドレイン−ゲートＤ２−Ｇ２）接合と
コンデンサＣ８との直列回路に掛かる。これらの
要素の各々（すなわち、ドレイン−ゲート接合お
よびコンデンサ）は、電圧を等しく分割する。す
なわち、電圧の半分はトランジスタＱ２のドレイ
ン−ゲート接合に掛かり、半分はコンデンサＣ８
に掛かる。電圧VD2の半分は、トランジスタＱ２
のドレイン−ゲート降伏電圧に等しい。かくし
て、図示の形態においては、トランジスタのドレ
イン−ゲート降伏電圧レベルに等しいDCバイア
ス（VDD）から増幅器を作動することができる。
第１図に例示した増幅器の特定の実施例は以下
の構成素子を使用して構成された。
Ｑ１，Ｑ２：シリコニクスVXP4、Ｎチヤネル
MOSFET Ｒ１：220KΩ Ｒ２：110KΩ Ｒ３：330KΩ Ｒ４：1MΩ Ｃ１，Ｃ３，C7：220pF Ｃ２，C8：４〜60pF可変 Ｃ４：３〜35pF可変 Ｃ５：1μF Ｃ６：0.0015μF Ｌ１：２ターン、18ゲージワイヤ、外径0.3175
センチ、空芯 Ｌ２，Ｌ４，Ｌ５：0.12μH Ｌ３：５ターン、18ゲージワイヤ、外径0.3175
センチ、空芯 上記構成素子を使用した増幅器は215MHzおよ
び約70VのDC供給電圧VDDで作動された。この増
幅器は1.5W（ワツト）の入力駆動電力に対して約
23Wの出力電圧を発生した。VMP４のドレイン
−ソース降伏電圧は製造業者によつて60Vに特定
されているけれど、トランジスタＱ２のドレイ
ン、電極Ｄ２におけるピーク電圧は接地に対して
約140Vであつた。
共通ゲート作動のVMP４のソース−ゲートお
よびドレイン−ゲートインピーダンスの値が現在
入力できないこともあつて、コンデンサおよびイ
ンダクタの値は経験的方法を使用して得たもので
ある。ヒユーレツト・パツカード8410B回路分析
装置が駆動回路に設定され、インピーダンスを監
視し、かつ第１図に示すインダクタＬ１およびコ
ンデンサＣ１に対して50オームの源インピーダン
スに整合を行なうのに必要な調整を行なつた。イ
ンダクタＬ３およびコンデンサＣ４は直列接続の
共通ソースVMP４出力インピーダンスに対して
インピーダンス整合するように初めに設定され
た。その後、HP434A電力カロリメータによつて
決定されるように、出力電力および増幅器効率を
監視することによつて、インダクタＬ３およびコ
ンデンサＣ４は最適の性能に調整された。また、
テクトロニクス7904高周波オシロスコープと関連
したテクトロニクスP6201FETプロープにより両
トランジスタＱ１およびＱ２のドレイン−接地電
圧信号を監視しながら、コンデンサＣ８およびト
ランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２のDCレベルの
調整を行なつた。
第１図に示す増幅器はMOSFETトランジスタ
Ｑ１およびＱ２を使用するけれど、最近開発され
たスタテイツク・インダクシヨン・トランジスタ
は本発明の増幅器に特に有用である。スタテイツ
ク・インダクシヨン・トランジスタはアイ・イ
ー・イー・イー（IEEE）、トランザクシヨンズ・
オン・エレクトロン・デバイシスED−22、第４
号（1975年４月）に「電界効果トランジスタ対ア
ナログ・トランジスタ（スタテイツク・インダク
シヨン・トランジスタ）」と題する西沢等の論文
に開示されている。第１図に示す増幅器は動作電
圧を増大させるために２つの直列に接続されたト
ランジスタを使用するけれど、さらに動作電圧を
増大させるにはトランジスタＱ１およびＱ２間に
直列に１つまたはそれ以上の追加のトランジスタ
を接続すればよい。各追加のトランジスタはゲー
ト電極に接続された関連するDCバイアス回路を
有する。これらDCバイアス回路は直列に接続さ
れたトランジスタ間に等しくDC供給電圧を分割
する。各追加のトランジスタはまた、ゲート電極
と接地間に結合されかつゲート電極に供給される
高周波電力のレベルを確立するためのコンデンサ
を有する。
本発明の増幅器の物理的寸法を最小にすること
が重要であるときには、トランジスタＱ１および
Ｑ２は単一のトランジスタパツケージ内に装着、
封止することができる。そのような装置は、初め
に並列に接続された２つのMOSFFTトランジス
タツチプを含むシリコニクス・プロトタイプ装置
を変形、変更することによつて構成された。第３
Ａ図は直列動作に変更した後のデユアル・トラン
ジスタパツケージの内部を例示するものである。
２つのMOSFETトランジスタチツプ３０および
３２は電気的に直列に、熱的に並列に接続されて
いる。トランジスタチツプ３０および３２は底部
にドレイン、頂部表面にインターデイジツト（互
いに入り込んだ状態）のソースおよびゲート金属
被膜指状体のアレイを有し、垂直方向に構成され
ている。
トランジスタチツプ３０および３２の底部のド
レイン接点はドレイン金属被膜３４および３６に
結合されている。トランジスタチツプ３０および
３２のソース接点はソース金属被膜３８および４
０にそれぞれ接続されている。複数の結合ワイヤ
が電流搬送容量を増大させるために使用されてい
る。最初に並列形態においては、トランジスタチ
ツプ３０および３２のソース接点は１つの共通ソ
ース金属被膜に接続されている。変更の一部分と
して、共通ソース金属被膜はトランジスタチツプ
３０および３２間で切り離され、ソース金属被膜
３８および４０をつくる。トランジスタチツプ３
０および３２のゲート接点はゲート金属被膜４２
および４４にそれぞれ接続される。トランジスタ
チツプ３０のソース金属被膜３８は直径約
0.011430センチ（0.0045インチ）の錫めつき銅線
によつてトランジスタチツプ３２のドレイン金属
被膜３６に接続されている。他のすべての結合ワ
イヤは直径約0.00254センチ（0.001インチ）のア
ルミニウムである。パツケージは標準のマイクロ
ストリツプ形380J0である。第３Ａ図はデユアル
トランジスタ形態の電気回路を第３Ｂ図に示す。
本発明による増幅器は直列に接続されたトラン
ジスタを使用するから、直列に接続されたトラン
ジスタの個々の降伏電圧の和の1/2にほぼ等しい
DC供給電圧で動作し得る。高い供給電圧レベル
で動作し得る高周波電源は、高周波電力を必要と
する新しい製品が消費者市場に登場するときに、
寸法、重さおよび価値によつてますます人を引き
つけることになる。電源トランスのないことはそ
のような高周波高電圧電源の主要な特徴となる。
本発明の好ましい実施例について図示し、記載
したけれど、特許請求の範囲によつて定められた
本発明から逸脱することなしに種々の変形および
変更がなし得ることはこの分野の技術者には明ら
かであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による高周波増幅器の一実施例
の回路接続図、第２Ａ、２Ｂおよび２Ｃ図は第１
図に示す回路の種々の点で生じる電圧波形図、第
３Ａ図は第１図の増幅器に使用できるデユアルチ
ツプ、単一パツケージの高周波FETの概略斜視
図、第３Ｂ図は第３Ａ図に示すデユアルトランジ
スタの回路接続図である。 １０：入力端子、１２：出力端子、１４：入力
インピーダンス整合回路、１６：出力インピーダ
ンス整合回路、１８：フイルタ回路、２０：直流
バイアス回路、Ｑ１，Ｑ２：MOSFET、３０，
３２：トランジスタチツプ、３４，３６：ドレイ
ン金属被膜、３８，４０：ソース金属被膜、４
２，４４：ゲート金属被膜。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 高周波電力を受信するための入力端子と、 該入力端子に結合されたゲート電極、ドレイン
    電極、および基準電位に結合されたソース電極を
    有し、関連するドレイン−ソース電極降伏電圧を
    有する第１のFETトランジスタと、 該第１のFETトランジスタの前記ゲート電極
    に結合され、このゲート電極に前記基準電位に実
    質的に等しい直流バイアス電圧を供給するための
    第１の直流バイアス装置と、 ゲートおよびドレイン電極、ならびに前記第１
    のFETトランジスタの前記ドレイン電極に結合
    されたソース電極を有し、関連するドレイン−ゲ
    ート電極降伏電圧を有する第２のFETトランジ
    スタと、 該第２のFETトランジスタの前記ドレイン電
    極に結合され、高周波電力を負荷に供給するため
    の出力端子と、 前記第１および第２のFETトランジスタの降
    伏電圧の和1/2に実質的に等しい動作電圧を供給
    する動作電位源と、 前記第２のFETトランジスタの前記ドレイン
    電極と前記動作電位源間に結合されたインダクタ
    と、 前記第２のFETトランジスタの前記ゲート電
    極に結合され、このゲート電極に前記動作電位と
    前記基準電位との間の直流バイアス電位を供給す
    るための第２の直流バイアス装置と、 前記第２のFETトランジスタの前記ゲート電
    極と前記基準電位間に接続された高周波信号に対
    して高インピーダンスを示す高インピーダンス容
    量素子と、前記第２のFETトランジスタの前記
    ゲート電極と前記ドレイン電極間に結合されたイ
    ンピーダンス素子とを含み、このゲート電極に予
    め定められたレベルの高周波電力を発生するため
    の装置と を具備することを特徴とする高周波増幅器。 ２ 前記FETトランジスタがスタテイツク・イ
    ンダクシヨン・FETトランジスタである特許請
    求の範囲第１項記載の高周波増幅器。 ３ 前記第２の直流バイアス装置が動作電位を分
    割するための抵抗分圧器を含む特許請求の範囲第
    １項記載の高周波増幅器。 ４ 前記第１のFETトランジスタの前記ゲート
    電極が入力インピーダンス整合装置を介して前記
    入力端子に結合されている特許請求の範囲第１項
    記載の高周波増幅器。 ５ 前記第２のFETトランジスタの前記ドレイ
    ン電極が出力インピーダンス整合装置を介して前
    記出力端子に結合されている特許請求の範囲第４
    項記載の高周波増幅器。 ６ 前記基準電位が接地電位であり、前記バイア
    ス電位が前記動作電位の約1/2である特許請求の
    範囲第５項記載の高周波増幅器。 ７ 前記FETトランジスタがＮチヤンネル・エ
    ンハンスメント形のものである特許請求の範囲第
    ６項記載の高周波増幅器。 ８ 前記第１および第２のFETトランジスタが
    単一のパツケージ内に含まれている特許請求の範
    囲第１項記載の高周波増幅器。 ９ 前記第１の直流バイアス装置が前記第１のト
    ランジスタの前記ゲート電極とソース電極との間
    に結合されたインダクタを含む特許請求の範囲第
    １項記載の高周波増幅器。
JP6429981A 1980-05-01 1981-04-30 High voltage high frequency amplifier Granted JPS573404A (en)

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