JPH05502994A - ゼロクロス点検出不要の逆位相制御スイッチング回路及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ゼロクロス点検出不要の逆位相制御スイッチング回路及び方法光哩卑旦１ 本発明は電圧制御電気回路に係る。特に本発明は交流機器に対する交流電圧の逆 位相制御のための新規かつ改良された回路及び方法に関する。

九肛Ω！旦 交流電圧源によって電力供給される電気的負荷に対する電圧の制御を必要とする 適用例は数多くある。そのような適用例の一つとして、位相制御の調光器スイッ チがあり、この調光器スイッチは、白熱光照明に関連して、光の強さを変化させ るために用いられる。公知のシステムでは、典型的にシリコン制御整流器（ＳＣ Ｒ）やトライアック（ＴＲＩＡＣ）のような電子スイッチが用いられ、交流電圧 の通電位相角を制限して、交流負荷を制御する。位相制御として知られているの がこのプロセスである。

電子スイッチを用いて、このように交流回路から負荷へ位相制御することはよ（ 知られている。電子スイッチは交流の周期的な波形のゼロクロス点通過後、予め 定めた時間遅れで導電性状態へとターン「ＯＮ」する。そして、波形の次回のゼ ロクロス点通過時に阻止状態ｒＯＦＦ　Ｊに転じ、機器への電流も零となる。こ の位相制御の方法では、ゲートパルスの供給によってターンオンするトライアッ クおよびＳＣＲの能力が必要であり、一方、それらが流している電流が除去され たときのみターンオフすることができる。この型式の位相制御の欠点は、スイッ チング素子がターンオンし導通状態になるとき、負荷電流が比較的短周期で急激 に増大する（ｄｉ／ｄｔ）ことである。これは、瞬時に負荷にまたがって電圧が １７２ボルト（ＲＭＳシステムの１２０ボルトのピーク電圧）までになるためで ある。

白熱ランプの例では、ランプフィラメントを通る電流中のサージは、強烈な磁場 を生じさせ、この磁場はフィラメントやその支持部材の長さを変化させる。この 変化は磁気歪として知られており、この変化はランプ全体を揺り動かすことがあ る。それは、白熱ランプの雑音として知られ、白熱ランプが十分高いワット数を もっているときとか、白熱ランプが低雑音の環境におかれたときとかに、望まし くない可聴音を生じることがある。さらに、この大きなｄ　ｉ　／　ｄ　ｔはラ ジオ周波数妨害を生じさせ、オーディオ製品やＡＭラジオ受信機に妨害を与える ことがある。これも明らかに望ましくないことである。

そのような短時間のうちの電流や電圧の急激な増加による影響を小さくするため に、電流上昇を許容レベルに制限する電流チョークを用いて、回路が改良される に至った。製造業者によって用いられているそのような電流チョークは、負荷と 直列に大きなインダクタを接続するものである。このインダクタは負荷に流れる 電流の変化率を制限するとともに、電磁誘導障害も抑制することができる。白熱 ランプの例では、インダクタはランプ雑音を減少できる。

しかし、このやりかたの問題として、インダクタは負荷と直列に接続されるので 、インダクタは負荷電流をすべて通過させることとなる。結果としてインダクタ は負荷の出力を減じるように働く。一般的に、インダクタにまたがる電圧降下は 数ボルト程度である。別の問題として、インダクタ自身が内部から可聴音雑音を 出すのみならず発熱し、物理的に大きなものとなり、また比較的高価である。

逆位相制御を達成するために最近開発されたシステムでは、数組の電圧制御素子 が用いられ、たとえば、金属酸化物半導体（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタス イッチ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用 いられる。これらの素子はそれらのゲート電圧の制御によって、ターンオンかタ ーンオフのいずれかを行なうことができる。それゆ久に、これらの素子は逆位相 制御に用いられるように形成されているのが代表的であり、それによって、これ らの素子は交流半周期でのターンオンを遅らせるのではな（、交流周期のリーデ ィングエツジの間、交流ラインの次のゼロクロス点通過時に即座に導通可能にす る。そして、これらの素子は、次のゼロクロス点通過前の、予め定められた時間 後にターンオフする。このように、これらの素子は、ターンオン時にｄ　ｉ　／ 　ｄ　ｔを許容レベルに減少させる。しかしながら、ターンオフ時のｄ　ｉ　／ 　ｄ　ｔはなお制御しなければならない。この目的に関して、種々の方法や回路 が米国特許第４５’４０８９３号、第４５４７８２８号、第４８２３０６９号、 第４５２８４９４号に開示されており、これらはターンオン時のｄｉ／ｄｔ及び 白熱ランプ雑音を減少させるものである。

しかしながら、公知のこれらすべての回路は、電圧制御スイッチを動作させるた めに本質的に同じ方法によっている。すなわち、米国特許第４８２３０６９号を 除いて、一つのユニットして一組のスイッチを取り扱い、ゼロクロス点の検出機 構を改良し、見かけ上、交流波形のゼロクロス点でのスイッチングを可能にし、 所定の時間間隔後に導通を停止することを教示している。米国特許第４８２３０ ６９号はスイッチの組を一つのユニットとして取り扱うことを教示していないが 、各スイッチに余分な回路が使われているので、各スイッチはゼロクロス克復の 次のある所定の間隔で作動される。

逆位相制御のこれら先行技術の方法に関連した多（の主要な問題はゼロクロス点 の正確な検出にあり、この正確な検出をすることが雑音と干渉の発生を最少にす るという目標にとって極めて重大である。若しも正確に検出されたゼロクロス点 に基づいてゼロクロス、６検出回路の中の電圧制御スイッチが作動しない場合に は、スイッチはさらなる電磁干渉と白熱ランプ雑音を発生する。この白熱ランプ の雑音は回路の設計上阻止すべき現象である。

米国特許第４８２３０６９号に開示されているような公知の回路は、この問題に 対応するために制御された上昇時間回路を使っているが、回路には複雑性と避け ることのできない費用が加わる。加えて、制御された上昇時間回路によって吸収 される追加のエネルギーは、熱として消失される。しかしながら、これら複雑な 回路は依然として電圧制御スイッチの不規則な導通位相角を導くゼロクロス点の 検出を不正確に決定するという問題に対応しておらず、電圧制御スイッチの導通 の位相角に誤りを生じる。これでは、このシステム全体の出力電圧の不安定性を 避けることができない。

正確なゼロクロス点の検出の困難性に各種の現象が寄与している。このような要 因の一つは、ライン電圧の波形がゼロに接近すると、いかなるラインの雑音もゼ ロ電圧状態の正確な検出を妨害してしまうということである。この問題は、特に 商用環境において密接な関連性を有するようになる。一方、フィルターや減衰ネ ットワークのような公知の機構が、外部の雑音を極少化するように利用できるも のの、かかる解決法はゼロクロス点の検出を遅延させ、結果として上述の問題を 生じる。ゼロクロス点の検出に関連する他の問題はアナログ性であって、コンパ レータ、ダイオード、各種の他のアナログ構成品が必要とされることである。こ れらの構成品は、システムに費用と複雑性を加えると共に、回路のその他のデジ タル構成品との仲立ちをするために、米国特許第４５２８４９４号により教示さ れているようなパルス整形素子を必要とする。

それ故に、本発明の目的は正確なゼロクロス点の検出の必要性を排除する逆位相 制御のための方法と回路とを提供するものである。

本発明の他の目的は、逆の形でスイッチを駆動することによって２つの電圧制御 スイッチの導通間隔を制御するための方法と回路とを提供するものである。

本発明の他の目的は、導通位相角を測定するために時間ベースで信頼できる、安 定なトリガ機構を利用する新規な方策を提供するものである。

本発明のさらなる他の目的は、デジタル的に制御されあるいは制御された用途で あるマイクロコントローラに容易に組み込むことのできるところの逆位相角制御 の方法と回路とを提供するものである。

１呵り里Ｉ 先行技術の問題は本発明のシステムにより非常に軽減される。本発明は、電圧波 形のゼロクロス点の検出の必要性をな（した交流電源からの負荷を介して通過す る電流の逆位相制御のための方法とスイッチング回路に係る。逆位相制御を行う ことにより本発明は、ゼロクロス点の検出に依存する先行技術素子の不正確さを 排除することができる。

本発明により、逆位相制御スイッチとして電圧制御素子が提供される。かかる素 子を使用することは公知であるが、本発明によればＭＯＳＦＥＴのような逆直列 接続されたスイッチは、他のスイッチに関連して逆の形式で制御される。こうし て本発明はゼロクロス点を検出する必要なしにゼロクロス点での導通を開始する 回路を提供することができる。

本発明の回路はスイッチの導通間隔を制御するための可変遅延素子やフリップフ ロップを含む。可変遅延素子により決定されるように、適切な導通位相角に到達 したときに、フリップフロップがトリガされて、ＭＯＳＦＥＴを導通できないよ うにし、休止しているＭＯＳＦＥＴを動作可能にする。しかしながら、休止して いるＭＯＳＦＥＴは、この時点において逆バイアスモードであり、本体ダイオー ドを介して導通している。それ故に、交流サイクルがゼロクロス点を通過し、電 流の方向が逆になる時、これまで休止していたＭＯＳＦＥＴは既に動作可能にな っているので、ゼロクロス点の直後に何らの遅れもな（導通を開始する。その結 果、電圧波形のゼロクロス点のターンオンは、ゼロクロスの検出の必要もなく、 本発明の設計に固有の属性である。さらに、初期化回路が用意され、かかる初期 化回路は、全システムの始動直後にフリップフロップが適正状態にあることを確 実にするものである。

本発明に従ってゼロクロス点の検出がシステムにより必要とされない一方で、ス イッチの導通の変化する位相角が可変遅延素子により測定され、制御されるので 安定かつ不変のタイミング信号が必要とされる。かかる信号は、当業者により多 （の異なる方法で発生させることができるので、本発明の一部を構成しない。し かしながら、はっきりさせるため必要とされるタイミング信号を発生させるため の典型的手段が、以下の説明の中で論議されている。電圧波形のゼロクロス点と 時間ベース信号とを独立させることにより、本発明は信号がバッファされ且つ順 次に條件づけされて、システムの誤動作を回避させたことを認識させることが重 要である。また以下に論議されていることは、本発明のシステムのための典型的 な電源である。

区Ｉ亙１１１１託男 図１は、本発明による逆位相制御回路のブロック図である。

図２は、少ない電力量が導通する時に小さな導通角のための作動期間に本発明の 逆位相制御回路で得られた負荷の電圧と電流に関する一連のタイミング図である 。

図３は、大きな電力量が導通する時に大きな導通角での作動期間に本発明の逆位 相制御回路で得られた負荷の電圧と電流に関する−連のタイミング図である。

図４は、本発明の逆位相制御回路に関連して用いる典型的な定周波数源の図であ る。

図５は、本発明の逆位相制御回路に関連して用いる典型的な電源の図である。

図６は、本発明の逆位相制御回路に関連して用いる典型的な可変遅延素子の図で ある。

図７は、本発明の逆位相制御回路に関連して用いる典型的な初期化論理回路の図 である。

女な　例の・細な口日 最初に、本発明の全体構成が記述され、さらに詳細なる説明がなされている。本 発明の全体構成は、逆位相制御の電力スイッチ回路と、交流電源から負荷に流れ る電流を制（卸する方法に係る。その回路は一対の逆接続された直列電圧制御電 力スイッチを有し、その一対の電力スイッチはフリップフロップによって制御さ れ、一つのスイッチが常に導通モードに、一つのスイッチは富に阻止モードにあ るように保持される。

図１に示すように、本発明では負荷３は一対の電力スイッチ素子ＩＡ、ＩＢを通 して交流電源１２に接続され、一対の電力スイッチ素子ＩＡ、ＩＢはＭＯＳＦＥ ＴあるいはＩＧＢＴであり、これらは互いに反対向きに直列に接続されている。

スイッチング素子ＩＡとＩＢの導電性状態はフリップフロップ７で制御され、フ リップフロップ７は定周波数発振器６によってトグルされる。しがし、定周波数 発振器６からの信号はフリップフロップ７に入力される前に可変遅延素子９によ って遅延される。可変遅延素子９は外部入力１０によって順番に制御される。

定周波数発振器６、フリップフロップ７、および遅延素子９の相互関係が本発明 の基本構成である。本発明を理解するために、いま交流波形はゼロクロス点を通 過するものとし、フリップフロップ７はＱが１の状態（はぼＶｃｃ）で、−Ｑが ○の状態（ぼぼ接地）であるとする。ＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ａは順方向に導通し 、ＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ｂはその本体ダイオードを介して逆方向に導通する。交 流周期において電流サイクルのための望ましい電力が導通され終えた交流周期の 点に到達する時、（導通の適正な角度に到達したと判断された時、）フリップフ ロップ７は可変遅延素子９によりクロックされる。フリップフロップ７の（ｌ力 が０の状態になり、点２０５Ａを０に駆動し、ＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ａからゲー ト電圧を取除き、順方向にバイアスされたＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ａは導通を停止 する。それ故に、負荷には電圧かがかっていない。フリップフロップ７の出力− 〇は、１の状態になり、ゲート電圧がＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ｂにかかる。しかし ながら、ＭＯ３ＦＥＴ１１Ｂは、逆バイアスされているので本体ダイオード（電 源５により使用される全波整流器の一部および後述されるように）を介してのみ 次のゼロクロス点で電流が逆流するまで導通し続ける。次のゼロクロス点が到来 するや否や、ＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ｂは瞬時に導通する。その理由は、ゲートが フリップフロップ７により既に動作可能にされており、そしてゲートは順方向に バイアスされるようになるからである。同様にして、１．ｌ０５ＦＥＴＩ　Ｉ　 Ｂは逆バイアスされ、本体ダイオードを介して瞬時に導通を開始する。今や、こ の周期は上述のように繰り返す。

定周波数発振器６は交流入力電圧の周波数で動作する一定で信頼性のあるタイム ・ベースを提供する。可変遅延素子９は、このタイム・ベースを入力として信号 ２０で受け入れる。外部入力１０が可変遅延素子９に供給されなければ、この遅 延素子が設定された最小導通角で遅延素子出力が均される程度に定周波数発振器 ６を遅らせる。この最小導通角は、Ｏであるかもしれないが、図６の抵抗３０で 設定される。この最小に設定された導通角はフリップフロップ７をトリガーし、 ゲート電圧をゼロクロス点ないしはその近辺で逆転し、その結果、導通電圧をほ ぼＯないしは、完全に０としてしまう。外部入力１０が追加の電力を必要とする ならば、可変遅延素子９が点２０でのタイムベース入力と点２２での可変遅延素 子の出力との間の遅れを増大させる。このことはＭＯＳＦＥＴＩ　Ｉ　Ａと１１ Ｂのゲートが逆転される前に、さらなる遅れを生じさせ、より大きな導通の位相 角を許容することとなる。このようにして、この発明は実際にゼロクロスを検出 することなく、ゼロクロス電圧に関してそのスイッチ素子を制御することができ る。このプロセスは、図２．３を検討することでも理解されうるし、さらに詳細 に以下で論じられる。

抵抗６Ａと６Ｂは、スイッチング素子ＩＡとＩＢを通過する電流を制限するため に設けられており、それにより、フリップフロップ７への応答時のターンオフ時 間を短縮させる。この電流の減少はまた、このシステムで発生する電磁干渉を最 小化する。

初期化手段４は、初期化信号がライン２０４を経て、フリップフロップ７に到達 されるように設けられていて、電力供給時に、フリップフロップが正しい状態に なることを保証する。さらに設けられたものとして、ダイオード２０２Ａと２０ ２Ｂがあり、これらはスイッチング素子ＩＡとＩＢの一体構成の本体ダイオード と関連して全波整流された直流を電源５へ供給する。電源５はＶｃｃを供給し、 論理回路の電力をまかなう。

図２と３は、この発明における回路で使用され、発生するさまざまな波形のタイ ミング図である。ラインＶ、ｌ、は、交流電源１２により電力スイッチング機構 １３へと入力される正弦波形の代表例である。ラインＶａ（ＩＩＡ）とＶ、（１ １Ｂ）は”ＯＮ”または”ＯＦＦ”信号を表わしており、この信号はフリップフ ロップ７から電力スイッチング素子１３の入力ゲート２０５Ａと２０５Ｂへと送 られる。図からはっきりわかることではあるが、フリップフロップ７から入力２ ０５Ａと２０５Ｂへ送られる２つの信号は、互いに完全に逆（位相）であり、常 に一つのスイッチング素子が”ＯＮ”モードにあり、もう一つのスイッチング素 子が”ＯＦＦ“モードにあることを保証している。ライン■。ｕｔは交流出力の 表示であり、これは負荷３へと送られる。

図２は、低導通角に対する、動作を図示したもので、この場合、導通される電力 量は少ない。この目的のために、交流入力波形■、。

のゼロクロス克復に、比較的すみやかに電力スイッチング素子のスイッチングが 起こることが図から明白である。これは可変遅延素子９が比較的短い遅延を、定 周波数発振器６とフリップフロップ７との間に起こしていることによる。このこ とは交流出力を表すラインｖｏｌ、が比較的短な導通を連発する事実に反映され ている。他方、図３では、大量の電力が供給される際の大きな位相角での導通を 図示している。これは、可変遅延素子９が定周波数発振器とフリップフロップ７ の間に長い遅れを起しているためである。図２との比較では、位相角が大きな場 合の導通の際の信号は異なったあり方でシフトされ、ゼロクロス克復、比較的長 い時間スイッチングを示す。

それ故、ラインＶ　ｏｕｔで表わされる交流出力はより長時間にわたって導電性 を示す。

図４は、この発明に結合して使用される定周波数発振器６の典型的実施例を表し ている。定周波数発振器６はトランジスタ４０４を含んでおり、２０１における 入力電圧が■。Ｃから２つのダイオードによる電圧降下よりも高い限りそのトラ ンジスタは導通しない。逆が真であるとすると、ダイオード４０３は逆バイアス モードになり、それによりベース電流はすべて除去される。抵抗４０１は’Ｖ　 ＣＨへの昇圧用として（至）き、信号１０６がｙ　ｃｅ又はその近（であること を保証し、一方トランジスタ４０４は導通していない。

定周波数発振器６のライン２０１における出力電圧が降下して、２つのダイオー ドが■、−ｏ以下に降下するとき、上で議論したように、２０１に供給される全 波整流直流の開始時と終了時に起こりがちであるのだが、ダイオード４０３は１ １１１　（方向）バイアスとなり、導通をはじめる。これがベース電流をトラン ジスタ４０４に供給し７、それを導通させる。信号１０６は、そのため大地電位 近辺までもって行かれ、一定周波数を示すタイム・ベース・パルスを作り出す。

コンデンサー４０２と抵抗４０５は、定周波数発振器６に対してノイズ・フィル ターとして働（。

図５は、この発明とともに使用され、ツェナーダイオード技術を利用した典型的 な電源回路を示している。回路内にはツェナーダイオード３０２があり、抵抗３ ０３を使ってフィルタ・コンデンサに調整された直流を供給する。フィルタ・コ ンデンサはＶ　ｅ　Ｃと接地にまたがって結合される。このｙ　ｅｃはフリップ フロップに結合され、論理回路に電力を供給するのに使用される。

図６では、この発明で可変遅延素子９の可能な実施例が示されている。この実施 例に従ってマルチ・バイブレータ３２が遅延素子として使用される。マルチ・バ イブレータは定周波数発振器６によりライン２０に沿って伝送される負進行信号 端によりトリガされる。

マルチバイブレーク３２の逆Ｑ出力を利用することにより、ライン２０の下降端 トリガは遅延され、反転される。その結果得られる信号は、それから結合ライン ２０を通して、フリップフロップ７のクロック入力に供給される。遅延時間はレ ジスタ３ｏにより最小限に制限されている。そして、その期間は可変レジスタ１ １の外部入力１０を通じて変化させられる。

可変遅延素子９の代替の実施例において、ユニットはマイクロコントローラ・ベ ースとすることができ、アナログあるいはデジタルの負荷制置情報がサンプルさ れマイクロコントローラーによって受け取られることが許容される。この情報は その後負荷制御に変えられなければならない。これは、典型的にはプログラマブ ルなハードウェアタイマーを用いることによりなされ、入力２ｏを出力２２まで 遅らせ、それにより可変遅延機能を創出している。

図７には、フリップフロップ７のための初期化回路４の典型的な実施例が示され ている。この実施例において、ダイオード５０３は、スイッチング素子ＩＢの集 積本体ダイオードと結合して、半波整流器を形成し、スイッチング素子ＩＡが正 にバイアスされているときには電流を通す。この時間の間に、フリップフロップ ７はセット状態にあるべきで、フリップフロップ７のドライブは正しくセットさ れ、パワルアツブの直後にのみ関係するスイッチング素子ＩＡを、ドライブする ことが保証される。抵抗５０４はツェナーダイオード５０１のための電流リミッ タ−として働く。そのことは、フリップフロップ７に到達する電圧はフリップフ ロップの定格を超過しないことを保証する。再度、前述の回路で論じたように、 コンデンサ５０２はノイズフィルターとして働（。

上記の説明はそれに限定するものでな（例示のためのものであること、及び本発 明の他の多くの実施例は当業者に明らかであることを承知されたい。従って、本 発明は前述の説明によらず以下の特許請求の範囲によって定義されるべきである 。

図１ 図２ 図３ 図４ ＦＩＧ、＋５ ＦＩＧ、Ｊ ＦＩＧ、ｊ 補正書の写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の８）平成４年３月３１日

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. １．交流電流源から負荷に流れる電流の位相角を制御するための逆位相制御電力 スイッチング回路であって、以下の構成を有する回路； 前記負荷を流れる電流を制御するために前記負荷と前記交流電流源との間に逆向 きで直列接続された一対の電圧制御スイッチ、一つのスイッチは常に導通モード であり、一つのスイッチは常に非導通モードであることを保証するため逆状態に 前記電圧制御スイッチを駆動する手段、 電流の位相角が固有のものであると決められたとき、前記電圧制御スイッチの各 々が導通モードと非導通モードとの間で交互に反転するように前記電圧制御スイ ッチを駆動する手段をトグルするための手段。
2. ２．前記一対の電圧制御スイッチが金属酸化物半導体電界効果トランジスタスイ ッチである請求項１の回路。
3. ３．前記一対の電圧制御スイッチが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタスイッ チである請求項１の回路。
4. ４．前記電圧制御スイッチを駆動する手段はフリップフロップ論理素子である請 求項１の回路。
5. ５．前記電圧制御スイッチを駆動する手段をトグルする手段は定周波数源と可変 遅延素子とを含み、前記定周波数源が交流電流源から前記可変遅延素子へ流れる 電流と等価な全波整流直流電流に対応する定周波数信号を供給し、予め決められ た位相角の電流に到達したことを判定したとき、前記信号が前記電圧制御スイッ チを駆動する手段をトグルする請求項１の回路。
6. ６．前記電圧制御スイッチを流れる電流を制限して、スイッチのターンオフ時間 を減少し且つ電磁干渉を制御するため電圧制御スイッチと直列に接続された抵抗 を更に含んだ請求項１の回路。
7. ７．交流電流源から負荷に流れる電流の位相角を制御するための逆位相制御電力 スイッチング回路であって、以下の構成を有する回路； 前記負荷を流れる電流を制御するため前記負荷と前記交流電流源との間に逆向き で直列接続された一対の電圧制御スイッチ、一つのスイッチは常に導通モードで あり、一つのスイッチは常に非導通モードであることを保証するため前記電圧制 御スイッチを逆の状態に駆動する手段、 交流電源からの電流に等価なように全波整流に基づいて定周波数パルスを発生す る手段、 電流の位相角が固有のものであると決められたとき、前記電圧制御スイッチの各 々が導通モードと非導通モードとの間で交互に反転するようにするために前記定 周波数パルスに基づいて、前記電圧制御スイッチを駆動する手段をトグルする手 段。
8. ８．前記電圧制御スイッチを駆動する手段をトグルする手段が、一定周波数パル スに基づいて電流の位相角を決定する可変遅延素子と、それに従って前記電圧制 御スイッチを駆動する手段をトグルする外部入力とを有する請求項７の回路。
9. ９．前記一対の電圧制御スイッチが金属酸化物半導体電界効果トランジスタスイ ッチである請求項７の回路。
10. １０．前記一対の電圧制御スイッチが絶縁ゲートバイポーラトランジスタスイッ チである請求項７の回路。
11. １１．前記電圧制御スイッチを駆動する手段がフリップフロップ論理素子である 請求項７の回路。
12. １２．交流電流源から負荷へ流れる電流の位相角を制御する方法であって、以下 の事項を含む方法； 前記負荷と前記交流電流源との間に一対の逆向きに接続された電圧制御スイッチ を設けること、 交流電流源から定周波数源へ流れる電流に基づいて全波整流直流電流を供給する こと、 前記全波整流直流電流に基づいて定周波数パルスを発生すること、 交流電流源からの電流の位相角が固有のものであるときを定周波数パルスから決 定すること、 一つのスイッチが導通モードになり、一つのスイッチが非導通モードになるよう に、且つ電流の位相角が固有のものであることが決定されたとき、導通していた スイッチが非導通になりそして非導通であったスイッチが導通するように、前記 電圧制御スイッチを逆に制御すること。