JPH0553322B2 - - Google Patents
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- JPH0553322B2 JPH0553322B2 JP60074529A JP7452985A JPH0553322B2 JP H0553322 B2 JPH0553322 B2 JP H0553322B2 JP 60074529 A JP60074529 A JP 60074529A JP 7452985 A JP7452985 A JP 7452985A JP H0553322 B2 JPH0553322 B2 JP H0553322B2
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- coupled
- high voltage
- amplifier
- output
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/008—Using DC/DC converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は、広帯域高電圧増幅器に関するもの
であり、特に電話ライン回路中の増幅器として使
用するのに適した広帯域高電圧増幅器に関するも
のである。
であり、特に電話ライン回路中の増幅器として使
用するのに適した広帯域高電圧増幅器に関するも
のである。
［発明の技術的背景］
従来の多数の交換システムにおいて加入者ライ
ン間を接続するためにリレーやステツプスイツチ
のような電気機械的装置が使用された。そのよう
なシステムの多くのものにおいては加入者ループ
またはライン回路と電話交換機との間のインター
フエイスは可聴周波数変成器を備えており、それ
によつて加入者ループへのDC通話電流が直列の
供給抵抗を有する変成器の２個の分割した１次巻
線を介して供給され、AC電圧は２次巻線を介し
て回路に結合される。
ン間を接続するためにリレーやステツプスイツチ
のような電気機械的装置が使用された。そのよう
なシステムの多くのものにおいては加入者ループ
またはライン回路と電話交換機との間のインター
フエイスは可聴周波数変成器を備えており、それ
によつて加入者ループへのDC通話電流が直列の
供給抵抗を有する変成器の２個の分割した１次巻
線を介して供給され、AC電圧は２次巻線を介し
て回路に結合される。
リング電圧は加入者ループまたはライン回路の
グループをサービスする共通の発振器によつて供
給され、その発振器は電気機械的リレーを介して
各ライン回路に結合されている。この方法は依然
として交換システムにおいて広く使用されてお
り、現在の利用できる技術を基礎にした信頼性の
高い回路が得られている。
グループをサービスする共通の発振器によつて供
給され、その発振器は電気機械的リレーを介して
各ライン回路に結合されている。この方法は依然
として交換システムにおいて広く使用されてお
り、現在の利用できる技術を基礎にした信頼性の
高い回路が得られている。
よく知られているように電気機械的リレーおよ
び可聴周波数変成器は周知の非常に信頼性の高い
部品である。前記のような従来の技術は例えばベ
ル・テレホン・ラボラトリー社発行のトランスミ
ツシヨン・システム・フオー・コミユニケーシヨ
ン第３版（1964年）に記載されている。
び可聴周波数変成器は周知の非常に信頼性の高い
部品である。前記のような従来の技術は例えばベ
ル・テレホン・ラボラトリー社発行のトランスミ
ツシヨン・システム・フオー・コミユニケーシヨ
ン第３版（1964年）に記載されている。
このような従来の技術の欠点は、比較的大型で
かさばつた回路部品である変成器を使用している
ことである。後述するように別の問題は共通のリ
ング発振器の使用である。この部品もまた比較的
大きなスペースを必要とし電力の消費も多い大型
の回路部品である。電話技術が進歩するにしたが
つてデジタル交換技術を使用した多数の電話交換
機または電話システムが開発され、このような交
換システムにおいてはリレーなどの部品は半導体
部品で置換えられている。このような進歩および
半導体技術の使用の拡大と共にライン回路の物理
的寸法、消費電力、価格の減少および全体的な特
性の向上は著しいものがある。したがつてデジタ
ル交換システム中で使用されるライン回路は集積
回路技術を使用して構成され、それ故そのような
回路は電気機械的装置を使用したライン回路に比
較して非常に改善されたものである。
かさばつた回路部品である変成器を使用している
ことである。後述するように別の問題は共通のリ
ング発振器の使用である。この部品もまた比較的
大きなスペースを必要とし電力の消費も多い大型
の回路部品である。電話技術が進歩するにしたが
つてデジタル交換技術を使用した多数の電話交換
機または電話システムが開発され、このような交
換システムにおいてはリレーなどの部品は半導体
部品で置換えられている。このような進歩および
半導体技術の使用の拡大と共にライン回路の物理
的寸法、消費電力、価格の減少および全体的な特
性の向上は著しいものがある。したがつてデジタ
ル交換システム中で使用されるライン回路は集積
回路技術を使用して構成され、それ故そのような
回路は電気機械的装置を使用したライン回路に比
較して非常に改善されたものである。
このような改善されたライン回路は例えば米国
特許第4315106号、同第4387273号明細書に記載さ
れている。それらの特許明細書にはデジタル交換
システム中で使用されるライン回路の構成に関す
る種々の技術が含まれている。
特許第4315106号、同第4387273号明細書に記載さ
れている。それらの特許明細書にはデジタル交換
システム中で使用されるライン回路の構成に関す
る種々の技術が含まれている。
そのような技術はまた米国特許第4349703号明
細書にも記載されている。この明細書には特に改
良されたリング回路が記載され、それは特にデジ
タル交換システムに適している。その回路におい
てはリング回路の付勢および消勢はリング信号お
よび他の信号のハードウエアまたはソフトウエア
的発生を行なうためにプログラム制御される。こ
の明細書にはまたかさばつた変成器その他の部品
を使用しない完全なリング回路のデジタル構造が
示されている。これらの特許明細書に記載された
技術にも拘らず、現在のラインインターフエイス
回路のソリドステート構造は非常に高い電圧が必
要であるという理由によつてリング機能は除外し
ている。
細書にも記載されている。この明細書には特に改
良されたリング回路が記載され、それは特にデジ
タル交換システムに適している。その回路におい
てはリング回路の付勢および消勢はリング信号お
よび他の信号のハードウエアまたはソフトウエア
的発生を行なうためにプログラム制御される。こ
の明細書にはまたかさばつた変成器その他の部品
を使用しない完全なリング回路のデジタル構造が
示されている。これらの特許明細書に記載された
技術にも拘らず、現在のラインインターフエイス
回路のソリドステート構造は非常に高い電圧が必
要であるという理由によつてリング機能は除外し
ている。
現在電話システムにおいては、リング信号がラ
イン回路に供給されるとき多数の電話機と関連し
てベルを鳴らすため200ボルトまたはそれ以上の
電圧レベルを有している。このような高い電圧の
要求は通常の集積回路技術と両立せず、したがつ
て集積回路で使用される部品はそのような大きな
動作信号を処理するような必要電圧を要求してい
ない。
イン回路に供給されるとき多数の電話機と関連し
てベルを鳴らすため200ボルトまたはそれ以上の
電圧レベルを有している。このような高い電圧の
要求は通常の集積回路技術と両立せず、したがつ
て集積回路で使用される部品はそのような大きな
動作信号を処理するような必要電圧を要求してい
ない。
もちろん、その問題を解決するための種々の回
路技術で生じた問題は従来の技術において認識さ
れていたことは認められる。例えば米国特許出願
第456638号（1983年１月10日）には80ボルトのバ
イポーラ半導体回路を使用してリング問題を解決
する装置が記載されており、それは電話交換機の
バツテリーで直接動作させることができる。
路技術で生じた問題は従来の技術において認識さ
れていたことは認められる。例えば米国特許出願
第456638号（1983年１月10日）には80ボルトのバ
イポーラ半導体回路を使用してリング問題を解決
する装置が記載されており、それは電話交換機の
バツテリーで直接動作させることができる。
また、大抵の交換機がライン回路を介して電話
機に50ボルトのDC信号を供給していることもよ
く知られている。このDC信号は交換機における
バツテリーから出力し、ライン回路および電話機
を動作させるために使用される。上述の特許明細
書から認められるように前記回路は交換機バツテ
リーから動作できるけれども、それは直接リング
電圧を処理することはできない。さらにライン回
路中の部品は短絡、電力線との接触、および落雷
により発生する電圧のようなサージ過渡電圧によ
る破壊に対して保護されなければならない。その
ような現象による損傷からライン回路を保護する
ためにライン回路のコストを増加するような追加
の部品を使用することをやむなくさせられる。別
の重要なフアクターはライン回路が電話交換機の
バツテリーから引き出されるバイアス電流が最少
限であつて高いアイドルライン電流の消費を避け
ることができるようにライン回路が最適に設計さ
れるべきであるということである。よく知られて
いるように、電話交換機中のライン回路の数は加
入者の数の関数であり、それは大きなシステム中
では100000を超過することもある。それ故ライン
回路の消費電力の減少は交換システムに対する動
作コストの低下となる。
機に50ボルトのDC信号を供給していることもよ
く知られている。このDC信号は交換機における
バツテリーから出力し、ライン回路および電話機
を動作させるために使用される。上述の特許明細
書から認められるように前記回路は交換機バツテ
リーから動作できるけれども、それは直接リング
電圧を処理することはできない。さらにライン回
路中の部品は短絡、電力線との接触、および落雷
により発生する電圧のようなサージ過渡電圧によ
る破壊に対して保護されなければならない。その
ような現象による損傷からライン回路を保護する
ためにライン回路のコストを増加するような追加
の部品を使用することをやむなくさせられる。別
の重要なフアクターはライン回路が電話交換機の
バツテリーから引き出されるバイアス電流が最少
限であつて高いアイドルライン電流の消費を避け
ることができるようにライン回路が最適に設計さ
れるべきであるということである。よく知られて
いるように、電話交換機中のライン回路の数は加
入者の数の関数であり、それは大きなシステム中
では100000を超過することもある。それ故ライン
回路の消費電力の減少は交換システムに対する動
作コストの低下となる。
［発明の目的］
それ故この発明の目的は、DC通話電流の供給、
AC音声電圧および高周波測定信号の結合ならび
に電話交換機中の加入者ループに対するリング電
圧の提供に適した広帯域、高電圧および高電力の
増幅器を構成することである。
AC音声電圧および高周波測定信号の結合ならび
に電話交換機中の加入者ループに対するリング電
圧の提供に適した広帯域、高電圧および高電力の
増幅器を構成することである。
後述するようにこの発明の増幅器はすぐれた動
作をすることのできるフライバツクコンバータを
使用している。
作をすることのできるフライバツクコンバータを
使用している。
本質的に、この発明の主目的は、加入者ループ
と電話交換機との間のインターフエイス回路に適
用するのに適した作動増幅器を提供することであ
る。そのような増幅器はラインインターフエイス
回路のリング動作を増幅器に行なわせるために高
電圧および高電力動作ができなければならない。
増幅器は高いスリユー・レート（slew rate）お
よび高い電力帯域幅フアクターを有する広帯域装
置でなければならない。上記特性に関連して増幅
器は低い出力インピーダンスを持ちながら加入者
ループに電流通話電流を供給することができなけ
ればならず、一般に短絡や、電力線との接触や、
サージ過渡現象に対して保護できる信頼性があつ
て頑丈なものでなければならない。後述するよう
に増幅器の構造は標準の集積回路技術を使用して
構成することができ、それにおいて高電圧集積回
路部品の必要性はなく、したがつて実質上ライン
回路のコストは低下し、しかもその信頼性および
動作性能は増加される。
と電話交換機との間のインターフエイス回路に適
用するのに適した作動増幅器を提供することであ
る。そのような増幅器はラインインターフエイス
回路のリング動作を増幅器に行なわせるために高
電圧および高電力動作ができなければならない。
増幅器は高いスリユー・レート（slew rate）お
よび高い電力帯域幅フアクターを有する広帯域装
置でなければならない。上記特性に関連して増幅
器は低い出力インピーダンスを持ちながら加入者
ループに電流通話電流を供給することができなけ
ればならず、一般に短絡や、電力線との接触や、
サージ過渡現象に対して保護できる信頼性があつ
て頑丈なものでなければならない。後述するよう
に増幅器の構造は標準の集積回路技術を使用して
構成することができ、それにおいて高電圧集積回
路部品の必要性はなく、したがつて実質上ライン
回路のコストは低下し、しかもその信頼性および
動作性能は増加される。
［課題解決のための手段］
この発明は、入力信号を供給すべき２線式ライ
ンのライン間に結合された蓄積キヤパシタと、１
次巻線および２次巻線を有し、その２次巻線が単
方向導電装置を介してその蓄積キヤパシタに結合
されている変成器と、その１次巻線と直列に接続
されているスイツチング手段とを備えているフラ
イバツクコンバータと、２線式ラインのライン間
に結合され、それら両ライン間の信号を示す出力
信号を出力する手段と、出力信号に応答する第１
の入力とラインに供給する入力信号に応答する第
２の入力とを有し、その出力がそれら入力に供給
された２つの信号の差を示すエラー信号（Ve）
を出力する合算手段と、エラー信号（Ve）に応
答する第１の入力と繰り返し基準信号に応答する
第２の入力とを有し、出力にエラー信号（Ve）
の大きさを示すパルス幅を有する繰り返しパルス
信号を出力する変調手段と、この変調手段から出
力された繰り返しパルス信号をスイツチング手段
に供給してフライバツクコンバータに繰り返しパ
ルス信号の幅によつて表されるエラー信号（Ve）
の大きさに応じて２線式ラインにエネルギを転送
させる手段とを具備している２線式ラインに入力
信号を供給するための広帯域高電圧増幅器におい
て、 合算手段の出力に結合されてエラー信号（Ve）
の所定の範囲内において振幅の変化する出力信号
を出力するように動作するレベルシフト手段と、
２線式ラインのライン間に結合されてレベルシフ
ト手段からの出力信号に応じてエラー信号（Ve）
が所定の範囲内にあるとき蓄積キヤパシタから転
送されるエネルギを制御するスリユー・レート強
調手段とを具備していることを特徴とする。
ンのライン間に結合された蓄積キヤパシタと、１
次巻線および２次巻線を有し、その２次巻線が単
方向導電装置を介してその蓄積キヤパシタに結合
されている変成器と、その１次巻線と直列に接続
されているスイツチング手段とを備えているフラ
イバツクコンバータと、２線式ラインのライン間
に結合され、それら両ライン間の信号を示す出力
信号を出力する手段と、出力信号に応答する第１
の入力とラインに供給する入力信号に応答する第
２の入力とを有し、その出力がそれら入力に供給
された２つの信号の差を示すエラー信号（Ve）
を出力する合算手段と、エラー信号（Ve）に応
答する第１の入力と繰り返し基準信号に応答する
第２の入力とを有し、出力にエラー信号（Ve）
の大きさを示すパルス幅を有する繰り返しパルス
信号を出力する変調手段と、この変調手段から出
力された繰り返しパルス信号をスイツチング手段
に供給してフライバツクコンバータに繰り返しパ
ルス信号の幅によつて表されるエラー信号（Ve）
の大きさに応じて２線式ラインにエネルギを転送
させる手段とを具備している２線式ラインに入力
信号を供給するための広帯域高電圧増幅器におい
て、 合算手段の出力に結合されてエラー信号（Ve）
の所定の範囲内において振幅の変化する出力信号
を出力するように動作するレベルシフト手段と、
２線式ラインのライン間に結合されてレベルシフ
ト手段からの出力信号に応じてエラー信号（Ve）
が所定の範囲内にあるとき蓄積キヤパシタから転
送されるエネルギを制御するスリユー・レート強
調手段とを具備していることを特徴とする。
［実施例］
第１図を参照すると、この発明の前提となる従
来技術に基づいたフライバツクコンバータを使用
する広帯域高電圧増幅器の概略回路図が示されて
いる。
来技術に基づいたフライバツクコンバータを使用
する広帯域高電圧増幅器の概略回路図が示されて
いる。
フライバツクコンバータ１０はよく知られてい
る回路装置であつて、種々の用途に使用されてい
る。フライバツクコンバータ回路はdc−dcコン
バータを使用する電源回路のような低周波用に使
用されている。フライバツクコンバータはまたラ
イン回路中および前記米国特許第4135106号およ
び第4349703号明細書に記載された回路のような
電話交換機中で使用されているリング回路を構成
する装置中でも使用されている。
る回路装置であつて、種々の用途に使用されてい
る。フライバツクコンバータ回路はdc−dcコン
バータを使用する電源回路のような低周波用に使
用されている。フライバツクコンバータはまたラ
イン回路中および前記米国特許第4135106号およ
び第4349703号明細書に記載された回路のような
電話交換機中で使用されているリング回路を構成
する装置中でも使用されている。
本質的に、フライバツクコンバータは低周波信
号を使用する用途で使用されている。フライバツ
クコンバータ回路は非常に頑丈な回路であり、平
衡出力、高い分離性、および高電圧、高電力能力
に関する望ましい高度の特性を有している。この
ようなフライバツクコンバータ回路の主要な問題
は帯域幅と安定度の問題である。帯域幅／安定度
の問題は非常に複雑な特性と電話交換機中で使用
される加入者ライン回路によつて必要とされる要
求によつてさらに複雑なものとなる。本質的に加
入者ラインは抵抗性インピーダンスであるとして
特徴付けられ、その抵抗は加入者ラインの長さの
関数である。後述するように、この発明の増幅器
は増幅器設計における固有の素子として加入者ル
ープの抵抗特性を伴うことにより帯域幅の問題を
解決する。
号を使用する用途で使用されている。フライバツ
クコンバータ回路は非常に頑丈な回路であり、平
衡出力、高い分離性、および高電圧、高電力能力
に関する望ましい高度の特性を有している。この
ようなフライバツクコンバータ回路の主要な問題
は帯域幅と安定度の問題である。帯域幅／安定度
の問題は非常に複雑な特性と電話交換機中で使用
される加入者ライン回路によつて必要とされる要
求によつてさらに複雑なものとなる。本質的に加
入者ラインは抵抗性インピーダンスであるとして
特徴付けられ、その抵抗は加入者ラインの長さの
関数である。後述するように、この発明の増幅器
は増幅器設計における固有の素子として加入者ル
ープの抵抗特性を伴うことにより帯域幅の問題を
解決する。
すなわち、第１図にはそのインピーダンスが加
入者ループまたは加入者ラインを表わすRLとし
て示されたインピーダンス１１が示されている。
フライバツクコンバータ１０は加入者ラインに結
合されている。バツフア増幅器である増幅器１２
は一方の入力端子が加入者ラインの一方の側に結
合され、他方の入力端子が加入者ラインの他方の
側に結合されている。増幅器１２の出力は合算器
１３の入力に結合されている。合算器１３の別の
入力はViで示され、ライン回路に対する入力で
ある。したがつて信号Viはリング信号、通話信
号または高周波測定信号を構成してもよい。ライ
ン回路に供給されるそのような信号はよく知られ
ている。
入者ループまたは加入者ラインを表わすRLとし
て示されたインピーダンス１１が示されている。
フライバツクコンバータ１０は加入者ラインに結
合されている。バツフア増幅器である増幅器１２
は一方の入力端子が加入者ラインの一方の側に結
合され、他方の入力端子が加入者ラインの他方の
側に結合されている。増幅器１２の出力は合算器
１３の入力に結合されている。合算器１３の別の
入力はViで示され、ライン回路に対する入力で
ある。したがつて信号Viはリング信号、通話信
号または高周波測定信号を構成してもよい。ライ
ン回路に供給されるそのような信号はよく知られ
ている。
合算器１３の出力は第２の増幅器１４の入力に
結合され、それは後述するようにライン回路に対
する利得および周波数特性の成形を与える。増幅
器１４の出力は比較器１５の一方の入力に結合さ
れ、その他方の入力は後述するように比較器に対
する基準として使用される三角波形を発生するく
り返し信号基準電源１６に結合されている。比較
器１５の出力はFETトランジスタ１７のゲート
電極に結合されている。FETトランジスタ１７
はそのソースおよびドレイン電極がフライバツク
コンバータ１０の一部である変成器T1の巻線１
８と直列に結合されている。変成器T1の巻線１
９は一方の端子がダイオード２０のアノードに結
合されダイオード２０のカソードは加入者ライン
に結合されたている。
結合され、それは後述するようにライン回路に対
する利得および周波数特性の成形を与える。増幅
器１４の出力は比較器１５の一方の入力に結合さ
れ、その他方の入力は後述するように比較器に対
する基準として使用される三角波形を発生するく
り返し信号基準電源１６に結合されている。比較
器１５の出力はFETトランジスタ１７のゲート
電極に結合されている。FETトランジスタ１７
はそのソースおよびドレイン電極がフライバツク
コンバータ１０の一部である変成器T1の巻線１
８と直列に結合されている。変成器T1の巻線１
９は一方の端子がダイオード２０のアノードに結
合されダイオード２０のカソードは加入者ライン
に結合されたている。
キヤパシタ２１は加入者ラインを横切つて並列
に接続されている。図示のように加入者ループは
抵抗１１または負荷RLで表わされ、それはルー
プ長に応じたインピーダンスが抵抗性であること
を示している。後述するようにこの発明による構
成の主な技術的思想は抵抗RLのようなループイ
ンピーダンスが増幅器全体の設計において固有の
素子として利用されることである。
に接続されている。図示のように加入者ループは
抵抗１１または負荷RLで表わされ、それはルー
プ長に応じたインピーダンスが抵抗性であること
を示している。後述するようにこの発明による構
成の主な技術的思想は抵抗RLのようなループイ
ンピーダンスが増幅器全体の設計において固有の
素子として利用されることである。
第１図の回路の動作を充分に理解するために各
素子について簡単に説明する。
素子について簡単に説明する。
図示のような破線内のフライバツクコンバータ
１０は比較的標準的な部品である。フライバツク
コンバータ１０の動作の解析においてFET１７
は巻線１８，１９を有するパルス変成器T1を介
してエネルギを転送するスイツチとして動作す
る。キヤパシタ２１は負荷抵抗であるとして示さ
れているRLを有するエネルギ蓄積素子として動
作する。RLは主として抵抗性であるけれどもリ
アクタンス分も含んでいてもよいことに注意する
必要がある。
１０は比較的標準的な部品である。フライバツク
コンバータ１０の動作の解析においてFET１７
は巻線１８，１９を有するパルス変成器T1を介
してエネルギを転送するスイツチとして動作す
る。キヤパシタ２１は負荷抵抗であるとして示さ
れているRLを有するエネルギ蓄積素子として動
作する。RLは主として抵抗性であるけれどもリ
アクタンス分も含んでいてもよいことに注意する
必要がある。
第１図に示すようにパルス幅変調器として動作
する比較器１５はパルス幅出力を生じ、パルス幅
tPは後述のように回路により発生したエラー電圧
の関数である。時間tP中エネルギは変成器T1の１
次巻線中に蓄積される。キヤパシタ２１および負
荷抵抗RLはこの期間ダイオード２０の作用によ
り分離されている。したがつてこの期間中等価回
路は電圧Vbと直列の巻線１８を含んでいる。
FETトランジスタ１７は時間tP中オンにバイアス
されしたがつて電源Vbを巻線１８を介して接地
点に結合する。したがつてこの時間中エネルギは
変成器の１次巻線１８中に蓄積される。時間tPが
終るとFETトランジスタ１７はオフにバイアス
されダイオード２０は変成器のフライバツク作用
によつて導通し、したがつて変成器の１次巻線１
８中に蓄積されていたエネルギはキヤパシタ２１
および負荷RLに転送される。
する比較器１５はパルス幅出力を生じ、パルス幅
tPは後述のように回路により発生したエラー電圧
の関数である。時間tP中エネルギは変成器T1の１
次巻線中に蓄積される。キヤパシタ２１および負
荷抵抗RLはこの期間ダイオード２０の作用によ
り分離されている。したがつてこの期間中等価回
路は電圧Vbと直列の巻線１８を含んでいる。
FETトランジスタ１７は時間tP中オンにバイアス
されしたがつて電源Vbを巻線１８を介して接地
点に結合する。したがつてこの時間中エネルギは
変成器の１次巻線１８中に蓄積される。時間tPが
終るとFETトランジスタ１７はオフにバイアス
されダイオード２０は変成器のフライバツク作用
によつて導通し、したがつて変成器の１次巻線１
８中に蓄積されていたエネルギはキヤパシタ２１
および負荷RLに転送される。
上記の動作によつて、フライバツクコンバータ
１０はG2として示された伝達関数と関係する。
フライバツクコンバータ１０の伝達関数は次の式
で与えられる。
１０はG2として示された伝達関数と関係する。
フライバツクコンバータ１０の伝達関数は次の式
で与えられる。
G2＝VO／tP＝（α／２RL／Ｔ・LP）1/2VB
ここで、
G2＝フライバツクコンバータの伝達関数
α＝回路の効率係数で、一定
VO＝RLの両端間の電圧
LP＝巻線１８のインダクタンス
Ｔ＝比較器１５に対する三角波形の繰り返し率
比較器１５は基本的にはパルス幅変調器であ
る。第１図に示すようにこの比較器１５に対する
一方の入力は三角波形を出力する電源１６であ
る。のこぎり波形も使用でき、くり返し率Ｔはは
基本的にパルス幅変調器の動作周波数を決定す
る。Veで示される増幅器１４から出力した信号
もまた時間に依存した信号であり、三角波形の周
波数より低い周波数であり、期間Ｔにわたつて一
定と考えることができる。
る。第１図に示すようにこの比較器１５に対する
一方の入力は三角波形を出力する電源１６であ
る。のこぎり波形も使用でき、くり返し率Ｔはは
基本的にパルス幅変調器の動作周波数を決定す
る。Veで示される増幅器１４から出力した信号
もまた時間に依存した信号であり、三角波形の周
波数より低い周波数であり、期間Ｔにわたつて一
定と考えることができる。
比較器１５の出力は第１図に示すような幅tPの
パルスであり、それは三角波電圧に対する増幅器
１４からの電圧Veの値の関数である。比較器１
５はまた伝達関数G1を有し、それは次の式で与
えられる。
パルスであり、それは三角波電圧に対する増幅器
１４からの電圧Veの値の関数である。比較器１
５はまた伝達関数G1を有し、それは次の式で与
えられる。
G1＝tP／Ve＝Ｔ／Va
または、
tP＝G1Ve＝（Ve／Va）Ｔ
ここで、
Va＝Sa・ta
Sa＝三角波の傾斜
ta＝Ｔ／２
上式からわかるように幅または期間tPは増幅器
１４からの電圧Veの関数である。第１図に示さ
れているその他の部品については、A1として示
された増幅器１２は基本的に信号状態装置であ
り、それは加入者ラインの間または負荷RLの両
端の電圧を感知する。この電圧は合算器１３の入
力に供給される。その電圧はしばしばフイードバ
ツク係数と呼ばれ、また周波数依存性であつても
よい。
１４からの電圧Veの関数である。第１図に示さ
れているその他の部品については、A1として示
された増幅器１２は基本的に信号状態装置であ
り、それは加入者ラインの間または負荷RLの両
端の電圧を感知する。この電圧は合算器１３の入
力に供給される。その電圧はしばしばフイードバ
ツク係数と呼ばれ、また周波数依存性であつても
よい。
合算器（SP）１３の機能は増幅器１２からのフ
イードバツク信号とエラー信号である２つの信号
の差を表わす信号を生成する入力電圧Viとを代
数的に加算することである。エラー信号を含む合
算器１３からの出力は増幅器１４（A2）の入力
に結合され、その増幅器はフイードバツクループ
の周波数レスポンスを成形する。
イードバツク信号とエラー信号である２つの信号
の差を表わす信号を生成する入力電圧Viとを代
数的に加算することである。エラー信号を含む合
算器１３からの出力は増幅器１４（A2）の入力
に結合され、その増幅器はフイードバツクループ
の周波数レスポンスを成形する。
第１図に示すように、実質上加入者ラインの抵
抗である負荷抵抗RLは回路に対するDC負荷であ
り、また増幅装置G2の利得素子である。さらに、
RLとキヤパシタ２１との組合わせは増幅装置の
周波数レスポンスにおける支配的な極（pole）で
ある。
抗である負荷抵抗RLは回路に対するDC負荷であ
り、また増幅装置G2の利得素子である。さらに、
RLとキヤパシタ２１との組合わせは増幅装置の
周波数レスポンスにおける支配的な極（pole）で
ある。
回路と関係するライン抵抗の必要な関係保持す
るために第２図を参照する。第２図は第１図の回
路のブロツク図であり、回路の解析はフイードバ
ツク制御理論により行われる。図で破線でかこま
れた部分の伝達関数は合算器、エラー増幅器A1
および成形増幅器A2の伝達関数を表わしている。
したがつてループ利得関数は第２図から次のよう
に導出することができる。
るために第２図を参照する。第２図は第１図の回
路のブロツク図であり、回路の解析はフイードバ
ツク制御理論により行われる。図で破線でかこま
れた部分の伝達関数は合算器、エラー増幅器A1
および成形増幅器A2の伝達関数を表わしている。
したがつてループ利得関数は第２図から次のよう
に導出することができる。
ループ利得＝G1G2A2A1＝（Ｔ／Va）×（α／
２・RL／TLP×VB 2）1/2A1A2 ここで、 α＝スイツチングコンバータの効率係数 上記のようなループ利得関数は増幅器の大信
号、定常状態特性の決定および解析に使用され
る。すなわち、式から明らかなように、増幅器の
ループ利得は加入者ラインの実効インピーダンス
である負荷RLに応じる。したがつて、この回路
のキーポイントは負荷抵抗自身が増幅器設計の要
素であることである。電話においては100乃至
3000オームの範囲のRLの値が特に重要であり、
こられの値はオフフツク状態における加入者ルー
プの長さを表わしている。
２・RL／TLP×VB 2）1/2A1A2 ここで、 α＝スイツチングコンバータの効率係数 上記のようなループ利得関数は増幅器の大信
号、定常状態特性の決定および解析に使用され
る。すなわち、式から明らかなように、増幅器の
ループ利得は加入者ラインの実効インピーダンス
である負荷RLに応じる。したがつて、この回路
のキーポイントは負荷抵抗自身が増幅器設計の要
素であることである。電話においては100乃至
3000オームの範囲のRLの値が特に重要であり、
こられの値はオフフツク状態における加入者ルー
プの長さを表わしている。
第２Ａ図を参照すると、第１図に示された広帯
域高電圧増幅器の小信号等価モデルが示されてい
る。例えば増幅器１２，１４および比較器ならび
にフライバツクコンバータのような各モジユール
式の伝達関数は第２図のものと同じ伝達関数によ
つて示されている。小文字のｓが小信号動作を示
すために使用されている。増幅器の小信号動作の
解析において次の式が与えられる。
域高電圧増幅器の小信号等価モデルが示されてい
る。例えば増幅器１２，１４および比較器ならび
にフライバツクコンバータのような各モジユール
式の伝達関数は第２図のものと同じ伝達関数によ
つて示されている。小文字のｓが小信号動作を示
すために使用されている。増幅器の小信号動作の
解析において次の式が与えられる。
VO（ｓ）＝Vi（ｓ）×A2（ｓ）G1G2（ｓ）／（１＋
A1（ｓ）A2（ｓ）G1G2（ｓ）） ＝Vi（ｓ）×Ｇ（ｓ）／（１＋Ｈ
（ｓ）Ｇ（ｓ）） 周波数安定解析のためにループ利得表示が使用
される。
A1（ｓ）A2（ｓ）G1G2（ｓ）） ＝Vi（ｓ）×Ｇ（ｓ）／（１＋Ｈ
（ｓ）Ｇ（ｓ）） 周波数安定解析のためにループ利得表示が使用
される。
Ａ（ｓ），G1G2（ｓ）およびKzの表示は次のと
おりである。
おりである。
A2（ｓ）＝K1（１＋ｓ／ω1）／（１＋ｓ／ω2）
ここで、k1＝一定、ω1＞ω2
G1G2（ｓ）＝gm×k3／（１＋ｓ／ω0）
ここで、gm＝一定、k3およびω0は負荷に依存
するパラメータである。
するパラメータである。
これはPWM周波数mに比較してずつと小さ
い周波数に対して妥当である。
い周波数に対して妥当である。
k3＝Ｔ／Va
gm＝（α／２×RL／Ｔ／VB 2／LP）1/2
ω0＝１／RLC1
増幅器の小信号動作の解析によれば、増幅器の
周波数表示および一般的利得レスポンスははまた
ラインの負荷インピーダンスに依存する。
周波数表示および一般的利得レスポンスははまた
ラインの負荷インピーダンスに依存する。
第３図を参照すると、DC負荷RLにおける増幅
器の周波数表示の依存性が示されている。カーブ
１および２はそれぞれ3000および300オームに等
しいRLに対するオープンループ順方向増幅器利
得周波数特性を示している。カーブ３は増幅器１
４の周波数表示であり、安定度の要求に合致する
ように全体の回路の周波数を成形している。
器の周波数表示の依存性が示されている。カーブ
１および２はそれぞれ3000および300オームに等
しいRLに対するオープンループ順方向増幅器利
得周波数特性を示している。カーブ３は増幅器１
４の周波数表示であり、安定度の要求に合致する
ように全体の回路の周波数を成形している。
カーブ４および５は負荷抵抗RLにおける支配
的極の依存性を示しており、それはRLとC1との
組合わせによつて決定される。カーブ６はA1に
よつて決定される増幅器の所望のクローズドルー
プ利得周波数特性である。カーブ６の破線はこの
特性がまた周波数依存性であることを示してい
る、ループ利得は第３図で使用れているセミログ
スケールでオープンループ利得とクローズドルー
プ利得との差として決定される。
的極の依存性を示しており、それはRLとC1との
組合わせによつて決定される。カーブ６はA1に
よつて決定される増幅器の所望のクローズドルー
プ利得周波数特性である。カーブ６の破線はこの
特性がまた周波数依存性であることを示してい
る、ループ利得は第３図で使用れているセミログ
スケールでオープンループ利得とクローズドルー
プ利得との差として決定される。
本質的に増幅器に対する設計目的はアナログ音
声帯域における適切な動作のためには3.0KHzで
34dBの最大ループ利得を保証することである。
ループ利得に対する0dBクロスオーバー周波数は
増幅器全体の周波数特性に対する影響を最少にす
るためにパルス幅変調周波数のほぼ1/2であるよ
うに選択される。もちろん増幅器の周波数レスポ
ンスの決定の主要フアクターは増幅器A1および
A2の伝達関数に対するレスポンスの適切な選択
において固有であることを理解すべきである。
声帯域における適切な動作のためには3.0KHzで
34dBの最大ループ利得を保証することである。
ループ利得に対する0dBクロスオーバー周波数は
増幅器全体の周波数特性に対する影響を最少にす
るためにパルス幅変調周波数のほぼ1/2であるよ
うに選択される。もちろん増幅器の周波数レスポ
ンスの決定の主要フアクターは増幅器A1および
A2の伝達関数に対するレスポンスの適切な選択
において固有であることを理解すべきである。
用途によつて、もつと高いスリユー・レート
（slew rate）が要求される。この発明はそのよう
な要求を満足させるために為されたものである。
増幅器のスリユー・レートとは本質的に時間に対
する出力電圧の最大変化速度として定義される。
スリユー・レートを改善するためのこの発明の１
実施例の広帯域高電圧増幅器は第４図に示されて
いる。それはスリユー・レート強調回路２３に結
合されたレベルシフタ２２を備えている。後述す
るようにスリユー・レート強調回路２３は増幅器
１４の出力に現われるエラー信号電圧Veによつ
てレベルシフタ２２を介して制御される。後述の
ようにスリユー・レート強調回路２３はエラー信
号電圧Veがアース電位に対して正であるときは
通常高インピーダンス状態のオフである。スリユ
ー・レート強調回路２３はエラー信号電圧Veが
アース電位に対して負になるとそれに応じてオン
に切替えられる。図において同一部品については
前の図のものと同じ符号が付されている。第１図
および第４図に示す増幅器の構成はライン回路が
高電圧、高電力能力で動作することを可能にして
いる。増幅器は200ボルトの信号であるリング電
圧、ならびに音声帯域信号、遠隔測定信号および
DC通話電流を処理することができる。増幅器は
通常の増幅器で使用されているようなバイアスの
目的の高電圧電源の必要なく高い電圧で動作する
ことができる。
（slew rate）が要求される。この発明はそのよう
な要求を満足させるために為されたものである。
増幅器のスリユー・レートとは本質的に時間に対
する出力電圧の最大変化速度として定義される。
スリユー・レートを改善するためのこの発明の１
実施例の広帯域高電圧増幅器は第４図に示されて
いる。それはスリユー・レート強調回路２３に結
合されたレベルシフタ２２を備えている。後述す
るようにスリユー・レート強調回路２３は増幅器
１４の出力に現われるエラー信号電圧Veによつ
てレベルシフタ２２を介して制御される。後述の
ようにスリユー・レート強調回路２３はエラー信
号電圧Veがアース電位に対して正であるときは
通常高インピーダンス状態のオフである。スリユ
ー・レート強調回路２３はエラー信号電圧Veが
アース電位に対して負になるとそれに応じてオン
に切替えられる。図において同一部品については
前の図のものと同じ符号が付されている。第１図
および第４図に示す増幅器の構成はライン回路が
高電圧、高電力能力で動作することを可能にして
いる。増幅器は200ボルトの信号であるリング電
圧、ならびに音声帯域信号、遠隔測定信号および
DC通話電流を処理することができる。増幅器は
通常の増幅器で使用されているようなバイアスの
目的の高電圧電源の必要なく高い電圧で動作する
ことができる。
この特性は高い電効率の動作を生じる。もちろ
ん、通常の増幅器設計に対して200ボルトの信号
を与えるために200ボルト以上の電源が必要であ
る。その設計は非常に頑丈な増幅器を提供し、そ
れは短絡や、電力線との接触や、サージなどの事
故に対する保護を可能にする。増幅器の出力は平
衡出力を与え、それ故電子的接地点と加入者ルー
プとの間の良好な分離が得られる。増幅器におい
てライン自身である負荷は増幅器設計の固有素子
であり、したがつて増幅器の利得および周波数特
性を直接支配する。
ん、通常の増幅器設計に対して200ボルトの信号
を与えるために200ボルト以上の電源が必要であ
る。その設計は非常に頑丈な増幅器を提供し、そ
れは短絡や、電力線との接触や、サージなどの事
故に対する保護を可能にする。増幅器の出力は平
衡出力を与え、それ故電子的接地点と加入者ルー
プとの間の良好な分離が得られる。増幅器におい
てライン自身である負荷は増幅器設計の固有素子
であり、したがつて増幅器の利得および周波数特
性を直接支配する。
第１図に示したように増幅器A1，A2、合算器
および比較器のようなこの発明における主要部品
は全て低電圧集積回路によつて構成されている。
トランジスタ１７のような残りの部品はデイスク
リートな部品であり、トランジスタ１７は高電圧
MOSトランジスタであることが好ましい。高電
圧増幅器は直接リング電圧を処理し、高電圧増幅
器の使用はリング発生器およびリングアクセスリ
レーを消去し、それ故システム特性を改善する。
および比較器のようなこの発明における主要部品
は全て低電圧集積回路によつて構成されている。
トランジスタ１７のような残りの部品はデイスク
リートな部品であり、トランジスタ１７は高電圧
MOSトランジスタであることが好ましい。高電
圧増幅器は直接リング電圧を処理し、高電圧増幅
器の使用はリング発生器およびリングアクセスリ
レーを消去し、それ故システム特性を改善する。
第５図には第１図の構成を示す詳細な回路図が
示されている。図示のように加入者ラインは線３
０，３１で示され、そのインピーダンスは負荷イ
ンピーダンスRL３２によつて示されている。フ
ライバツクコンバータの蓄積素子であるキヤパシ
タ３３は線３１，３２間に結合されている。ダイ
オード３４および変成器３５はFETトランジス
タ３６と協同してフライバツク作用に必要な基本
素子を形成している。
示されている。図示のように加入者ラインは線３
０，３１で示され、そのインピーダンスは負荷イ
ンピーダンスRL３２によつて示されている。フ
ライバツクコンバータの蓄積素子であるキヤパシ
タ３３は線３１，３２間に結合されている。ダイ
オード３４および変成器３５はFETトランジス
タ３６と協同してフライバツク作用に必要な基本
素子を形成している。
キヤパシタ３７は抵抗３８と直列に変成器３５
の１次巻線の端子間に接続され、高電圧誘導スパ
イクによりトランジスタ３６が破壊するのを阻止
するダンパー回路として動作する。トランジスタ
３６のゲート電極に抵抗４０とダイオード３９の
並列回路が結合されている。ゲート電極はキヤパ
シタ４１を介して比較器４２の出力に結合されて
いる。ダイオード３９、抵抗４０、およびキヤパ
シタ４１はレベルシフトを行なう。増幅器A1、
４５は差動増幅器として動作し、その反転入力は
抵抗４６を介してライン３０に結合され、非反転
入力は抵抗４７を介してライン３１に結合されて
いる。抵抗４８は増幅器４５の出力から入力に結
合され、一方抵抗４９は非反転入力とアースとの
間に結合されている。したがつて増幅器４５は差
動的に加入者ラインまたは負荷抵抗３２間の電圧
を検出し、その出力端子に差信号をシングルエン
ド出力として出力するように動作する。
の１次巻線の端子間に接続され、高電圧誘導スパ
イクによりトランジスタ３６が破壊するのを阻止
するダンパー回路として動作する。トランジスタ
３６のゲート電極に抵抗４０とダイオード３９の
並列回路が結合されている。ゲート電極はキヤパ
シタ４１を介して比較器４２の出力に結合されて
いる。ダイオード３９、抵抗４０、およびキヤパ
シタ４１はレベルシフトを行なう。増幅器A1、
４５は差動増幅器として動作し、その反転入力は
抵抗４６を介してライン３０に結合され、非反転
入力は抵抗４７を介してライン３１に結合されて
いる。抵抗４８は増幅器４５の出力から入力に結
合され、一方抵抗４９は非反転入力とアースとの
間に結合されている。したがつて増幅器４５は差
動的に加入者ラインまたは負荷抵抗３２間の電圧
を検出し、その出力端子に差信号をシングルエン
ド出力として出力するように動作する。
増幅器４５の出力は直列抵抗５１を介して増幅
器５０（A2）の反転入力に結合されている。抵
抗５２もまたこの反転入力に結合され、この抵抗
５２の他端は入力電圧Viに結合されている。抵
抗５３は増幅器５０の入力出力間に結合され、一
方抵抗５４とキヤパシタ５５の直列回路は増幅器
５０の周波数特性を成形する作用をする。増幅器
５０は合算結合部として動作し、さらに利得およ
び周波数特性の成形を行なる。したがつて増幅器
の出力であるエラー信号Veは比較器４２の非反
転端子に供給される。比較器４２の反転端子は第
１図について説明したような三角波電源に結合さ
れている。図示のように比較器４２はエラー信号
を三角波形と比較してその出力にパルス幅変調さ
れた信号を発生し、その信号はキヤパシタ４１を
介してトランジスタ３６のゲート電極に供給され
る。
器５０（A2）の反転入力に結合されている。抵
抗５２もまたこの反転入力に結合され、この抵抗
５２の他端は入力電圧Viに結合されている。抵
抗５３は増幅器５０の入力出力間に結合され、一
方抵抗５４とキヤパシタ５５の直列回路は増幅器
５０の周波数特性を成形する作用をする。増幅器
５０は合算結合部として動作し、さらに利得およ
び周波数特性の成形を行なる。したがつて増幅器
の出力であるエラー信号Veは比較器４２の非反
転端子に供給される。比較器４２の反転端子は第
１図について説明したような三角波電源に結合さ
れている。図示のように比較器４２はエラー信号
を三角波形と比較してその出力にパルス幅変調さ
れた信号を発生し、その信号はキヤパシタ４１を
介してトランジスタ３６のゲート電極に供給され
る。
トランジスタ３６のドレイン電極はバイアス電
源に結合され、一方増幅器４５，５０および比較
器４２のバイアスは通常のDC電源から得られ、
それは５乃至15ボルトの範囲のものでよい。第５
図から明らかなように増幅器４５の出力は抵抗４
８対４６および４９対４７の比により決定される
負荷抵抗３２の両端の差電圧の関数である。これ
ら２つの比は等しく選択され増幅器に対する良好
な共通モード特性を与えるように整合される。抵
抗４６〜４９の値は電力消費を減少させ、負荷効
果を最少にするために高いインピーダンス値に選
定されている。負荷抵抗３２の両端の出力電圧
Voは増幅器４５および５０のバイアス電圧であ
る電源電圧よりもずつと高くすることができる。
それ故、抵抗４８対４６および４９対４７の比は
増幅器４５の入力における電圧が共通モード範囲
を超過せず、かつ出力電圧が飽和しないように選
定される。事実、後述するようにこれらの抵抗の
比は回路の特性を改善するために周波数依存性に
することを可能にする。増幅器４５からの出力信
号は抵抗３２の両端に発生した電圧の関数であ
り、増幅器５０の入力端子においてViと加算さ
れる。
源に結合され、一方増幅器４５，５０および比較
器４２のバイアスは通常のDC電源から得られ、
それは５乃至15ボルトの範囲のものでよい。第５
図から明らかなように増幅器４５の出力は抵抗４
８対４６および４９対４７の比により決定される
負荷抵抗３２の両端の差電圧の関数である。これ
ら２つの比は等しく選択され増幅器に対する良好
な共通モード特性を与えるように整合される。抵
抗４６〜４９の値は電力消費を減少させ、負荷効
果を最少にするために高いインピーダンス値に選
定されている。負荷抵抗３２の両端の出力電圧
Voは増幅器４５および５０のバイアス電圧であ
る電源電圧よりもずつと高くすることができる。
それ故、抵抗４８対４６および４９対４７の比は
増幅器４５の入力における電圧が共通モード範囲
を超過せず、かつ出力電圧が飽和しないように選
定される。事実、後述するようにこれらの抵抗の
比は回路の特性を改善するために周波数依存性に
することを可能にする。増幅器４５からの出力信
号は抵抗３２の両端に発生した電圧の関数であ
り、増幅器５０の入力端子においてViと加算さ
れる。
増幅器５０の出力はこの増幅された信号を出力
する。増幅器４５（A1）の出力電圧の極性はネ
ガチブフイードバツクによりViと反対であり、
それ故合算によりエラー信号Veである差信号が
増幅器５０の出力に発生する。抵抗５１〜５３は
増幅器５０に対して適当な利得パラメータを与え
るように選択されている。抵抗５４およびキヤパ
シタ５５は抵抗５３と共に動作状態にわたつて安
定するようにフイードバツクループの周波数特性
を成形するのに使用される進相・遅相回路網を構
成する。
する。増幅器４５（A1）の出力電圧の極性はネ
ガチブフイードバツクによりViと反対であり、
それ故合算によりエラー信号Veである差信号が
増幅器５０の出力に発生する。抵抗５１〜５３は
増幅器５０に対して適当な利得パラメータを与え
るように選択されている。抵抗５４およびキヤパ
シタ５５は抵抗５３と共に動作状態にわたつて安
定するようにフイードバツクループの周波数特性
を成形するのに使用される進相・遅相回路網を構
成する。
図示のようにエラー信号Veは比較器４２の正
の入力に供給される。三角波形は負の入力に結合
される。比較器４２は２つの信号を比較して幅tP
のパルスを出力に発生するように動作する。tPの
値は、エラー信号が大きければ大きいほどパルス
幅が広くなるようにエラー信号Veに応じて変化
する。実際には三角波形のくり返し率は例えば
512KHzに選定されている。したがつて比較器４
２はパルス幅変調器として機能し、パルスの幅tP
は発生されたエラー信号に直接比例する。幅tPの
パルスはキヤパシタ４１を介してトランジスタ３
６のゲート電極にキヤパシチブに結合される。キ
ヤパシタ４１および抵抗４０の時定数は幅tPのパ
ルスの完全性が保持できるように大きな値に選択
されている。ダイオード３９はクランプ作用を行
ない、それ故トランジスタ３６のゲートにおける
パルスはVb（−48ボルト）に対して正であり、し
たがつてトランジスタ３６をオンに切替える正の
ソース・ゲート電圧を出力し、パルスの期間中変
成器３５の１次巻線中を電流が流れるようにす
る。この期間中（tP）ダイオード３４は逆方向に
バイアスされ、それ故エネルギは１次巻線を介し
て変成器３６中に蓄積される。tPが終るとトラン
ジスタ３６はオフに切替えられ、電流はもはやト
ランジスタ中を流れることができない。したがつ
てダイオード３４は導通し、エネルギはフライバ
ツク作用によつてＴ−tPの期間中キヤパシタ３３
に転送される。
の入力に供給される。三角波形は負の入力に結合
される。比較器４２は２つの信号を比較して幅tP
のパルスを出力に発生するように動作する。tPの
値は、エラー信号が大きければ大きいほどパルス
幅が広くなるようにエラー信号Veに応じて変化
する。実際には三角波形のくり返し率は例えば
512KHzに選定されている。したがつて比較器４
２はパルス幅変調器として機能し、パルスの幅tP
は発生されたエラー信号に直接比例する。幅tPの
パルスはキヤパシタ４１を介してトランジスタ３
６のゲート電極にキヤパシチブに結合される。キ
ヤパシタ４１および抵抗４０の時定数は幅tPのパ
ルスの完全性が保持できるように大きな値に選択
されている。ダイオード３９はクランプ作用を行
ない、それ故トランジスタ３６のゲートにおける
パルスはVb（−48ボルト）に対して正であり、し
たがつてトランジスタ３６をオンに切替える正の
ソース・ゲート電圧を出力し、パルスの期間中変
成器３５の１次巻線中を電流が流れるようにす
る。この期間中（tP）ダイオード３４は逆方向に
バイアスされ、それ故エネルギは１次巻線を介し
て変成器３６中に蓄積される。tPが終るとトラン
ジスタ３６はオフに切替えられ、電流はもはやト
ランジスタ中を流れることができない。したがつ
てダイオード３４は導通し、エネルギはフライバ
ツク作用によつてＴ−tPの期間中キヤパシタ３３
に転送される。
フライバツクコンバータの作用はよく知られて
おり、上述のとおりである。
おり、上述のとおりである。
第６図には第５図と類似した増幅器の回路が示
されているが、それはさらに第４図に関連して前
に簡単に説明したスリユー・レート強調回路を備
えている。第６図の残りの部分の動作は第５図に
ついて説明したものと同じであり、同じ部品につ
いては同じ符号が付されている。変更されている
部分について説明すると、第６図に示すように増
幅器５０の出力はトランジスタ７０のエミツタ電
極に結合され、そのトランジスタのベース電極は
接地されている。エラー信号Veは抵抗７１を介
してトランジスタ７０のエミツタ電極に結合さて
れいる。コレクタ電極は抵抗７２を介して加入者
ライン３０に結合され、さらにトランジスタ７０
のコレクタ電極はトランジスタ７３のベース電極
に結合され、このトランジスタ７３のエミツタ電
極は加入者ライン３０に結合されている。トラン
ジスタ７３のコレクタ電極は抵抗７４を介して加
入者ライン３１に結合されている。このようにし
て以下説明するようにトランジスタ７０は抵抗７
１および７２と共にレベルシフタとして動作し、
一方トランジスタ７３は抵抗７４と共にスリユ
ー・レート強調装置として動作する。回路は次の
ように動作する。スリユー・レート強調装置キヤ
パシタ３３中に蓄積されているエネルギが負荷抵
抗３２の要求を超過したときのみ動作するように
設計されている。この状態の存在はエラー信号が
負であるとき生じる。Veが約−0.6Vに達すると
トランジスタ７０は導通を開始し、したがつてト
ランジスタ７３も導通を開始する。この動作は実
際にキヤパシタ３３の両端に追加の負荷を与え、
したがつてそれはエネルギの除去を促進する。
Veはさらに負になろうとするから、トランジス
タ７３はさらに導電状態になりキヤパシタ３３か
らのエネルギの除去を促進する。負荷抵抗３２に
より要求される増分エネルギがキヤパシタにより
受け取られる増分エネルギに等しい状態である平
衡状態に到達すると、エラー信号Veは正になる。
エラー信号Veが正になるとスリユー・レート強
調回路はデイスエーブルにされる。
されているが、それはさらに第４図に関連して前
に簡単に説明したスリユー・レート強調回路を備
えている。第６図の残りの部分の動作は第５図に
ついて説明したものと同じであり、同じ部品につ
いては同じ符号が付されている。変更されている
部分について説明すると、第６図に示すように増
幅器５０の出力はトランジスタ７０のエミツタ電
極に結合され、そのトランジスタのベース電極は
接地されている。エラー信号Veは抵抗７１を介
してトランジスタ７０のエミツタ電極に結合さて
れいる。コレクタ電極は抵抗７２を介して加入者
ライン３０に結合され、さらにトランジスタ７０
のコレクタ電極はトランジスタ７３のベース電極
に結合され、このトランジスタ７３のエミツタ電
極は加入者ライン３０に結合されている。トラン
ジスタ７３のコレクタ電極は抵抗７４を介して加
入者ライン３１に結合されている。このようにし
て以下説明するようにトランジスタ７０は抵抗７
１および７２と共にレベルシフタとして動作し、
一方トランジスタ７３は抵抗７４と共にスリユ
ー・レート強調装置として動作する。回路は次の
ように動作する。スリユー・レート強調装置キヤ
パシタ３３中に蓄積されているエネルギが負荷抵
抗３２の要求を超過したときのみ動作するように
設計されている。この状態の存在はエラー信号が
負であるとき生じる。Veが約−0.6Vに達すると
トランジスタ７０は導通を開始し、したがつてト
ランジスタ７３も導通を開始する。この動作は実
際にキヤパシタ３３の両端に追加の負荷を与え、
したがつてそれはエネルギの除去を促進する。
Veはさらに負になろうとするから、トランジス
タ７３はさらに導電状態になりキヤパシタ３３か
らのエネルギの除去を促進する。負荷抵抗３２に
より要求される増分エネルギがキヤパシタにより
受け取られる増分エネルギに等しい状態である平
衡状態に到達すると、エラー信号Veは正になる。
エラー信号Veが正になるとスリユー・レート強
調回路はデイスエーブルにされる。
第６図にはまた抵抗４６および４７と直列に配
置された２個の追加のRC回路８０および８１が
示されている。RC回路８０および８１はフイー
ドバツクループフアクタ素子を周波数依存性にす
るように動作する。これは第５図で選択された抵
抗４６および４７の大きさを２個の抵抗にそれぞ
れ分割して第６図のように各分割抵抗と並列にキ
ヤパシタを接続することによつて行われる。この
ような変形は最良の回路特性に対する追加的な自
由度を与える。第３図で示したカーブ６と関連す
る破線はこの変形による増幅器の周波数特性を表
わしている。
置された２個の追加のRC回路８０および８１が
示されている。RC回路８０および８１はフイー
ドバツクループフアクタ素子を周波数依存性にす
るように動作する。これは第５図で選択された抵
抗４６および４７の大きさを２個の抵抗にそれぞ
れ分割して第６図のように各分割抵抗と並列にキ
ヤパシタを接続することによつて行われる。この
ような変形は最良の回路特性に対する追加的な自
由度を与える。第３図で示したカーブ６と関連す
る破線はこの変形による増幅器の周波数特性を表
わしている。
以上、設計における固有の素子としてフライバ
ツクコンバータを使用した増幅器について説明し
た。フライバツクコンバータはラインに結合され
たエネルギ蓄積キヤパシタを有し、フライバツク
変成器の２次巻線に結合されたダイオードにより
制御されている。加入者ラインのラインインピー
ダンスまたは負荷インピーダンスは増幅器の素子
として作用し、それによつて利得および周波数特
性が制御される。したがつて増幅器の支配的な極
は加入者負荷インピーダンスおよび増幅器の蓄積
キヤパシタによつて形成される。フライバツクコ
ンバータは512KHzより高い高周波数で操作する
パルス幅変調器によつて制御される。この方法に
おいてフライバツク変成器に対して必要なことは
それが非常に小形でコンパクトな部品であること
である。増幅器はリング電圧およびDC通話をラ
インに供給することを可能にする。一方与えられ
た分離は従来の技術の部品に対して悪い影響を与
える通常の過渡現象に対して信頼性のある動作を
保証する。
ツクコンバータを使用した増幅器について説明し
た。フライバツクコンバータはラインに結合され
たエネルギ蓄積キヤパシタを有し、フライバツク
変成器の２次巻線に結合されたダイオードにより
制御されている。加入者ラインのラインインピー
ダンスまたは負荷インピーダンスは増幅器の素子
として作用し、それによつて利得および周波数特
性が制御される。したがつて増幅器の支配的な極
は加入者負荷インピーダンスおよび増幅器の蓄積
キヤパシタによつて形成される。フライバツクコ
ンバータは512KHzより高い高周波数で操作する
パルス幅変調器によつて制御される。この方法に
おいてフライバツク変成器に対して必要なことは
それが非常に小形でコンパクトな部品であること
である。増幅器はリング電圧およびDC通話をラ
インに供給することを可能にする。一方与えられ
た分離は従来の技術の部品に対して悪い影響を与
える通常の過渡現象に対して信頼性のある動作を
保証する。
第１図は、従来の広帯域高電圧増幅器の１例の
簡略化した回路図である。第２図は、第１図の増
幅器の大信号動作の等価モデルのブロツク図であ
り、第２Ａ図は小信号動作の等価モデルのブロツ
ク図である。第３図は、異なつた負荷状態に対す
る増幅器の周波数特性曲線を示す。第４図は、ス
リユー・レート強調装置を備えたこの発明の１実
施例の広帯域高電圧増幅器のブロツク図である。
第５図は、第１図に示した増幅器の詳細な回路図
であり、第６図は、第４図に示した増幅器の詳細
な回路図である。 １０……フライバツクコンバータ、１１……負
荷抵抗、１２，１４……増幅器、１３……合算
器、１５……比較器、１６……三角波形電源、１
７……FETトランジスタ、１８，１９……巻線、
２０……ダイオード、２１……キヤパシタ、２２
……レベルシフタ、２３……スリユー・レート強
調装置。
簡略化した回路図である。第２図は、第１図の増
幅器の大信号動作の等価モデルのブロツク図であ
り、第２Ａ図は小信号動作の等価モデルのブロツ
ク図である。第３図は、異なつた負荷状態に対す
る増幅器の周波数特性曲線を示す。第４図は、ス
リユー・レート強調装置を備えたこの発明の１実
施例の広帯域高電圧増幅器のブロツク図である。
第５図は、第１図に示した増幅器の詳細な回路図
であり、第６図は、第４図に示した増幅器の詳細
な回路図である。 １０……フライバツクコンバータ、１１……負
荷抵抗、１２，１４……増幅器、１３……合算
器、１５……比較器、１６……三角波形電源、１
７……FETトランジスタ、１８，１９……巻線、
２０……ダイオード、２１……キヤパシタ、２２
……レベルシフタ、２３……スリユー・レート強
調装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を供給すべき２線式ラインのライン
間に結合された蓄積キヤパシタ２１と、１次巻線
１８および２次巻線１９を有し、その２次巻線１
９が単方向導電装置２０を介して前記蓄積キヤパ
シタ２１に結合されている変成器Ｔ１と、前記１
次巻線１８と直列に接続されているスイツチング
手段１７とを備えているフライバツクコンバータ
１０と、 前記２線式ラインのライン間に結合され、それ
ら両ライン間の信号を示す出力信号を出力する手
段１２と、 前記出力信号に応答する第１の入力と前記ライ
ンに供給する入力信号（Vi）に応答する第２の
入力とを有し、その出力が前記入力に供給された
２つの信号の差を示すエラー信号（Ve）を出力
する合算手段１３，１４と、 前記エラー信号（Ve）に応答する第１の入力
と繰り返し基準信号に応答する第２の入力とを有
し、出力に前記エラー信号（Ve）の大きさを示
すパルス幅を有する繰り返しパルス信号を出力す
る変調手段１５と、 前記変調手段１５から出力された繰り返しパル
ス信号を前記スイツチング手段１７に供給して前
記フライバツクコンバータ１０に前記繰り返しパ
ルス信号の幅によつて表される前記エラー信号
（Ve）の大きさに応じて前記２線式ラインにエネ
ルギを転送させる手段とを具備している２線式ラ
インに入力信号を供給するための広帯域高電圧増
幅器において、 前記合算手段１３，１４の出力に結合されてエ
ラー信号（Ve）の所定の範囲内において振幅の
変化する出力信号を出力するように動作するレベ
ルシフト手段２２と、 前記２線式ラインのライン間に結合されて前記
レベルシフト手段２２からの出力信号に応じてエ
ラー信号（Ve）が所定の範囲内にあるとき前記
蓄積キヤパシタ２１から転送されるエネルギを制
御するスリユー・レート強調手段２３とを具備し
ていることを特徴とする広帯域高電圧増幅器。 ２ 前記合算手段１３，１４は前記変調手段１５
に供給するに先立つて前記エラー信号（Ve）に
利得周波数特性を与えるように動作する増幅手段
１４を備えている特許請求の範囲第１項記載の広
帯域高電圧増幅器。 ３ 前記蓄積キヤパシタ２１および前記２線式ラ
インの抵抗性インピーダンス１１は前記広帯域高
電圧増幅器の周波数レスポンスの主極を構成して
いる特許請求の範囲第１項記載の広帯域高電圧増
幅器。 ４ 前記２線式ラインは電話機加入者ラインであ
り、100乃至3000オームの抵抗性インピーダンス
を有している特許請求の範囲第１項記載の広帯域
高電圧増幅器。 ５ 前記合算手段は、前記ライン間の信号を示す
出力信号を出力する手段１２からの信号と、前記
ラインへ供給する入力信号（Vi）とを合算する
入力回路５１，５２を備えた演算増幅器５０と、
この演算増幅器５０に結合されて周波数特性を成
形する手段５３，５４，５５とを備えている特許
請求の範囲第２項記載の広帯域高電圧増幅器。 ６ 前記変成器の１次巻線１８と直列に接続され
ているスイツチング手段１７が電界効果トランジ
スタＱ１を備え、そのソース・ドレイン路は前記
１次巻線１８の１端に直列に接続され、ゲート制
御電極は前記変調手段１５の出力に結合され、前
記１次巻線は電圧源に結合されている特許請求の
範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 ７ 前記変調手段１５は比較器を備え、その一方
の入力は前記エラー信号（Ve）に応答し、他方
の入力は前記繰り返し基準信号に応答してその出
力にパルス幅変調された信号を出力する特許請求
の範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 ８ 前記繰り返し基準信号は512kHz以上の周波
数を有する三角波信号である特許請求の範囲第１
項記載の広帯域高電圧増幅器。 ９ 前記ゲート制御電極はキヤパシタ４１を介し
て前記比較器４２の出力に結合され、前記スイツ
チング手段１７は前記ゲート制御電極に結合され
た前記制御信号をクランプする手段３９を備えて
いる特許請求の範囲第６項記載の広帯域高電圧増
幅器。 １０ 前記２線式ラインのライン間に結合された
手段１２は差動増幅器Ａ１を備え、その一方の入
力は前記ラインの１つに結合され、他方の入力は
前記ラインの他のものに結合されて出力にシング
ルエンド信号を出力する特許請求の範囲第１項記
載の広帯域高電圧増幅器。 １１ 前記差動増幅器Ａ１の前記入力はそれぞれ
周波数依存性のインピーダンス８０，８１を介し
て前記ラインに結合されている特許請求の範囲第
１０項記載の広帯域高電圧増幅器。 １２ 前記繰り返しパルス信号を前記スイツチン
グ手段１７に供給する手段は、結合キヤパシタ４
１を具備している特許請求の範囲第１項記載の広
帯域高電圧増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/598,650 US4674119A (en) | 1984-04-10 | 1984-04-10 | Wide-band high voltage amplifier for telephone exchange subscriber line interface utilizing low voltage control circuitry |
| US598650 | 1984-04-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60230708A JPS60230708A (ja) | 1985-11-16 |
| JPH0553322B2 true JPH0553322B2 (ja) | 1993-08-09 |
Family
ID=24396401
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60074529A Granted JPS60230708A (ja) | 1984-04-10 | 1985-04-10 | 広帯域高電圧増幅器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4674119A (ja) |
| EP (1) | EP0158290B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60230708A (ja) |
| CA (1) | CA1234646A (ja) |
| DE (1) | DE3578595D1 (ja) |
| ES (1) | ES8703701A1 (ja) |
| MX (1) | MX157710A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0619315U (ja) * | 1992-08-10 | 1994-03-11 | 明電通信工業株式会社 | 表面実装形圧電振動子 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4761812A (en) * | 1985-12-10 | 1988-08-02 | U.S. Holding Company, Inc. | Constant power telephone line circuit |
| DE3719791A1 (de) * | 1987-06-13 | 1988-12-22 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Teilnehmeranschlussschaltung |
| US5103387A (en) * | 1991-01-31 | 1992-04-07 | Northern Telecom Limited | High voltage converter |
| US5589744A (en) * | 1995-07-13 | 1996-12-31 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Slew rate control circuit for a lowside driver of a DC motor |
| JPH10336711A (ja) * | 1997-03-31 | 1998-12-18 | Fujitsu Ltd | アナログ・ディジタル統合加入者回路 |
| ATE325503T1 (de) * | 1999-05-28 | 2006-06-15 | Broadcom Corp | Architektur und schnittstelle für slic |
| US6735302B1 (en) | 1999-05-28 | 2004-05-11 | Broadcom Corporation | DSP based SLIC architecture with current-sensing voltage synthesis impedance matching and DC feed control |
| US6407603B2 (en) * | 1999-09-20 | 2002-06-18 | Lockheed Martin Corporation | Analog voltage isolation circuit |
| EP1213907B1 (en) * | 2000-12-11 | 2011-05-18 | Texas Instruments Inc. | switched mode current feed methods for telephony subcriber loops |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL279505A (ja) * | 1961-06-08 | |||
| US3334243A (en) * | 1964-04-30 | 1967-08-01 | Gen Electric | Semiconductor timing networks |
| JPS5829646B2 (ja) * | 1974-11-02 | 1983-06-24 | ソニー株式会社 | パルス幅変調増幅器 |
| US4071877A (en) * | 1975-10-31 | 1978-01-31 | Ncr Corporation | Drive circuit |
| FR2356328A1 (fr) * | 1976-06-24 | 1978-01-20 | Ibm France | Dispositif d'elimination du bruit dans les reseaux photosensibles a auto-balayage |
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| US4315106A (en) * | 1979-11-28 | 1982-02-09 | International Telephone And Telegraph Corporation | Apparatus for regulating current supplied to a telephone line signal of the type employed in digital telephone systems |
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| US4431868A (en) * | 1981-07-09 | 1984-02-14 | International Telephone And Telegraph Corporation | Solid state telephone line interface circuit with ringing capability |
| GB2104330A (en) * | 1981-08-19 | 1983-03-02 | Texas Instruments Ltd | Improvements in or relating to amplifiers |
| JPS5854773A (ja) * | 1981-09-28 | 1983-03-31 | Nec Corp | 加入者回路 |
| CA1157124A (en) * | 1981-11-18 | 1983-11-15 | David G. Agnew | Hybrid circuit including capacitive charge-transfer means |
| US4546421A (en) * | 1984-03-28 | 1985-10-08 | United Technologies Corporation | Flyback feedforward pulse width modulation regulator |
-
1984
- 1984-04-10 US US06/598,650 patent/US4674119A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-03-13 CA CA000476343A patent/CA1234646A/en not_active Expired
- 1985-04-04 EP EP85104130A patent/EP0158290B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-04 DE DE8585104130T patent/DE3578595D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-10 MX MX204898A patent/MX157710A/es unknown
- 1985-04-10 JP JP60074529A patent/JPS60230708A/ja active Granted
- 1985-04-10 ES ES542096A patent/ES8703701A1/es not_active Expired
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0619315U (ja) * | 1992-08-10 | 1994-03-11 | 明電通信工業株式会社 | 表面実装形圧電振動子 |
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|---|---|
| EP0158290A3 (en) | 1987-01-21 |
| US4674119A (en) | 1987-06-16 |
| DE3578595D1 (de) | 1990-08-16 |
| EP0158290A2 (en) | 1985-10-16 |
| EP0158290B1 (en) | 1990-07-11 |
| JPS60230708A (ja) | 1985-11-16 |
| ES542096A0 (es) | 1987-01-16 |
| MX157710A (es) | 1988-12-09 |
| ES8703701A1 (es) | 1987-01-16 |
| CA1234646A (en) | 1988-03-29 |
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