JPS60230708A - 広帯域高電圧増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｅ発明の技術分野Ｊ この発明は、広帯域高電圧増幅器に関するものであり、
特に電話ライン回路中の増幅器として使用するのに適し
た広帯域高電圧増幅器に関するものである。

［発明の技術的背景］ 従来の多数の交換システムにおいて加入者ライン間を接
続するためにリレーやステップスイッチのような電気機
械的装置が使用された。そのようなシステムの多くのも
のにおいては加入者ループまたはライン回路と電話交換
機との間のインターフェイスは可聴周波数変成器を備え
ており、それによって加入者ループへのＤＣ通話電流が
直列の供給抵抗を有する変成器の２個の分割した１次巻
線を介して供給され、ＡＣ電圧は２次巻線を介して回路
に結合される。

リング電圧は加入者ループまたはライン回路のグループ
をサービスする共通の発振器によって供給され、その発
振器は電気機械的リレーを介して各ライン回路に結合さ
れている。この方法は依然として交換システムにおいて
広く使用されており、現在の利用できる技術を基礎にし
た信頼性の高い回路が得られている。

よく知られているように電気機械的リレーおよび可聴周
波数変成器は周知の非常に信頼性の高い部品である。前
記のような従来の技術は例えばベル・テレホン・ラボラ
トリ−社発行のトランスミッション・システム・フォー
・コミュニケーション第３版（１９６４年）に記載され
ている。

このような従来の技術の欠点は、比較的大型でかさばっ
た回路部品である変成器を使用していることである。後
述するように別の問題は共通のリング発振器の使用であ
る。この部品もまた比較的大きなスペースを必要とし電
力の消費も多い大型の回路部品である。電話技術が進歩
するにしたがってデジタル交換技術を使用した多数の電
話交換機または電話システムが開発され、このような交
換システムにおいてはリレーなどの部品は半導体部品で
置換えられている。このような進歩および半導体技術の
使用の拡大と共にライン回路の物理的寸法、消費電力、
価格の減少および全体的な特性の向上は著しいものがあ
る。したがってデジタル交換システム中で使用されるラ
イン回路は集積回路技術を使用して構成され、それ故そ
のような回路は電気機械的装置を使用したライン回路に
比較して非常に改善されたものである。

このような改善されたライン回路は例えば米国特許第４
３１５１０６号、同第４３８７２７３号明細書に記載さ
れている。それらの特許明細書にはデジタル交換システ
ム中で使用されるライン回路の構成に関する種々の技術
が含まれている。

そのような技術はまた米国特許第４３４９７０３号明細
書にも記載されている。この明細書には特に改良された
リング回路が記載され、それは特にデジタル交換システ
ムに適している。その回路においてはリング回路の付勢
および消勢はリング信号および他の信号のハードウェア
またはソフトウェア的発生を行なうためにプログラム制
御される。この明細書にはまたかさばった変成器その他
の部品を使用しない完全なリング回路のデジタル構造が
示されている。これらの特許明細書に記載された技術に
も拘らず、現在のラインインターフェイス回路のソリッ
ドステート構造は非常に高い電圧が必要であるという理
由によってリング機能は除外している。

現在電話システムにおいては、リング信号がライン回路
に供給されるとき多数の電話機と関連してベルを鳴らす
ため２００ボルトまたはそれ以上の電圧レベルを有して
いる。このような高い電圧の要求は通常の集積回路技術
と両立せず、したがって集積回路で使用される部品はそ
のような大きな動作信号を処理するような必要電圧を要
求していない。

もちろん、その問題を解決するための種々の回路技術で
生じた問題は従来の技術において認識されていたことは
認められる。例えば米国特許出願第４５６６３８号（１
９８３年１月１０日）には８０ボルトのバイポーラ半導
体回路を使用してリング問題を解決する装置が記載され
ており、それは電話交換機のバッテリーで直接動作させ
ることができる。

また、大抵の交換機がライン回路を介して電話機に５０
ボルトのＤＣ信号を供給していることもよく知られてい
る。このＤＣ信号は交換機におけるバッテリーから出力
し、ライン回路および電話機を動作させるために使用さ
れる。上述の特許明細書から認められるように前記回路
は交換機バッテリーから動作できるけれども、それは直
接リング電圧を処理することはできない。さらにライン
回路中の部品は短絡、電力線との接触、および落雷によ
り発生する電圧のようなサージ過渡電圧による破壊に対
して保護されなければならない。そのような現象による
損傷からライン回路を保護するためにライン回路のコス
トを増加するような追加の部品を使用することをやむな
くさせられる。

別の重要なファクターはライン回路が電話交換機のバッ
テリーから引き出されるバイアス電流が最少限であって
高いアイドルライン電流の消費を避けることができるよ
うにライン回路が最適に設計されるべきであるというこ
とである。よく知られているように、電話交換機′中の
ライン回路の数は加入者の数の関数であり、それは大き
なシステム中では１０００００を超過することもある。

それ故ライン回路の消費電力の減少は交換システムに対
する動作コストの低下となる。

［発明の目的］ それ故この発明の目的は、ＤＣ通話電流の供給、ＡＣ音
声電圧および高周波測定信号の結合ならびに電話交換機
中の加入者ループに対するリング電圧の提供に適した広
帯域、高電圧および高電力の増幅器を構成することであ
る。

後述するようにこの発明の増幅器はすぐれた動作をする
ことのできるフライバックコンバータを使用している。

本質的に、この発明の主目的は、加入者ループと電話交
換機との間のインターフェイス回路に適用するのに適し
た作動増幅器を提供することである。そのような増幅器
はラインインターフェイス回路のリング動作を増幅器に
行なわせるために高電圧および高電力動作ができなけれ
ばならない。

増幅器は高いスリュー・レート（ｓｌｅｗ　ｒａｔｅ）
および高い電力帯域幅ファクターを有する広帯域装置で
なければならない。上記特性に関連して増幅器は低い出
力インピーダンスを持ちながら加入者ループに電流通話
電流を供給することができなければならず、一般に短絡
や、電力線との接触や、サージ過渡現象に対して保護で
きる信頼性があって頑丈なものでなければならない。後
述するように増幅器の構造は標準の集積回路技術を使用
して構成することができ、それにおいて高電圧集積回路
部品の必要性はなく、したがって実質上ライン回路のコ
ストは低下し、しかもその信頼性および動作性能は増加
される。

［発明の概要］ この発明は、有限インピーダンスを有する２線式ライン
に入力信号を供給する広帯域、高電圧増幅器において、
前記２線式ラインを横切って結合された蓄積キャパシタ
および、１次および２次巻線を有する変成器を有し、そ
の２次巻線は単方向導電装置を介して前記蓄積キャパシ
タに結合され、スイッチング手段が前記１次巻線と直列
に接続されているフライバックコンバータと、 前記２１式ラインを横切って結合され、前記ライン間の
信号を示す出力信号を出力する手段と、前記出力信号に
応答する第１の入力と前記ラインへ供給するための入力
信号に応答する第２の入力とを有し、その出力が前記入
力に供給された２つの信号の差を示すエラー信号を出力
する合算手段と、前記エラー信号に応答する第１の入力
とくり返し基準信号に応答する第２の入力とを有し、出
力に前記エラー信号の大きさを示すパルス幅を有するく
り返しパルス信号を出力する変調手段と、前記くり返し
パルス信号を前記スイッチング手段に供給して前記フラ
イバックコンバータに前記パルス信号の幅に支配される
前記エラー信号の大きさに応じて前記２線式ラインにエ
ネルギを転送させる手段とを具備している広帯域増幅器
の構成を特徴とするものである。

［発明の実施例］ 第１図を参照すると、この発明の１実施例のフライバッ
クコンバータを使用する増幅回路の概略回路図が示され
ている。

フライバックコンバータ１０はよく知られている回路装
置であって、種々の用途に使用されている。

フライバックコンバータ回路はｄＣ−ｄＣコンバータを
使用する電源回路のような低周波用に使用されている。

フライバックコンバータはまたライン回路中および前記
米国特許第４１３５１０６号および第４３４９７０３号
明細書に記載された回路のような電話交換機中で使用さ
れているリング回路を構成する装置中でも使用されてい
る。

本質的に、フライバックコンバータは低周波信号を使用
する用途で使用されている。フライバックコンバータ回
路は非常に頑丈な回路であり、平衡出力、高い分離性、
および高電圧、高電力能力に関する望ましい高度の特性
を有している。このようなフライバックコンバータ回路
の主要な問題は帯域幅と安定度の問題である。帯域幅／
安定度の問題は非常に複雑な特性と電話交換機中で使用
される加入者ライン回路によって必要とされる要求によ
ってさらに複雑なものとなる。本質的に加入者ラインは
抵抗性インピーダンスであるとして特徴付けられ、その
抵抗は加入者ラインの長さの関数である。後述するよう
に、この発明の増幅器は増幅器設計における固有の素子
として加入者ループの抵抗特性を伴うことにより帯域幅
の問題を解決する。

すなわち、第１図にはそのインピーダンスが加入者ルー
プまたは加入者ラインを表わすＲＬとして示されたイン
ピーダンス１１が示されている。フライバックコンバー
タ１０は加入者ラインに結合されている。バッファ増幅
器である増幅器１２は一方の入力端子が加入者ラインの
一方の側に結合され、他方の入力端子が加入者ラインの
他方の側に結合されている。増幅器１２の出力は合算器
１３の入力に結合されている。合算器１３の別の入力は
Ｖ：で示され、ライン回路に対する入力である。したが
って信号ｖｉはリング信号、通話信号または高周波測定
信号を構成してもよい。ライン回路に供給されるそのよ
うな信号はよく知られている。

合算器１３の出力は第２の増幅器１４の入力に結合され
、それは後述するようにライン回路に対する利得および
周波数特性の成形を与える。増幅器１４の出力は比較器
１５の一方の入力に結合され、その他方の入力は後述す
るように比較器に対する基準として使用される三角波形
を発生するくり返し信号基準電１１ｉ１６に結合されて
いる。比較器１５の出力はＦＥＴトランジスタ１７のゲ
ート電極に結合されている。ＦＥＴトランジスタ１１は
そのソースおよびドレイン電極がフライバックコンバー
タ１０の一部である変成器Ｔ１の巻線１８と直列に結合
されている。変成器Ｔ１の巻線１９は一方の端子がダイ
オード２０のアノードに結合されダイオード２０のカソ
ードは加入者ラインに結合されたている。

キャパシタ２１は加入者ラインを横切って並列に接続さ
れている。図示のように加入者ループは抵抗１１または
負荷ＲＬで表わされ、それはループ長に応じたインピー
ダンスが抵抗性であることを示している。後述するよう
にこの発明による構成の主な技術的思想は抵抗ＲＬのよ
うなループインピーダンスが増幅器全体の設計において
固有の素子として利用されることである。

第１図の回路の動作を充分に理解するために各素子につ
いて簡単に説明する。

図示のような破線内のフライバックコンバータ１０は比
較的標準的な部品である。フライバックコンバータ１０
の動作の解析においてＦＥＴ１７は巻線１８、１９を有
するパルス変成器Ｔ１を介してエネルギを転送するスイ
ッチとして動作する。キャパシタ２１は負荷抵抗である
として示されているＲＬを有するエネルギ蓄積素子とし
て動作する。ＲＬは主として抵抗性であるけれどもりア
クタンス分も含んでいてもよいことに注意する必要があ
る。

第１図に示すようにパルス幅変調器として動作する比較
器１５はパルス幅出力を生じ、パルス幅ｔｐは後述のよ
うに回路により発生したエラー電圧の関数である。時間
ｔｐ中エネルギは変成器Ｔ１の１次巻線中に蓄積される
。キャパシタ２１および負荷抵抗ＲＬはこの期間ダイオ
ード２０の作用により分離されている。したがってこの
期間中等価回路は電圧ｖｂと直列の巻線１８を含んでい
る。

ＦＥＴｔ−ランジスタ１７は時間ｔｐ中オンにバイアス
されしたがって電源ｖｂを巻線１８を介して接地点に結
合する。したがってこの時間中エネルギは変成器の１次
巻線１８中に蓄積される。時間ｔｐが終るどＦＥＴｌ−
ランジスタ１７はオフにバイアスされダイオード２０は
変成器のフライバック作用によって導通し、したがって
変成器の１次巻線１８中に蓄積されていたエネルギはキ
ャパシタ２１および負荷ＲＬに転送される。

上記の動作によって、フライバックコンバータ１０はＧ
２として示された転送機能と関係する。フライバックコ
ンバータの転送機能は次の式で与えられる。

Ｇ２　＝Ｖｏ　／　ｔｐ　＝　（α／２・Ｒｔ／ＴＬｐ
）ＶＢここて、 Ｇ２−７ライバツクコンバータの伝達関数α−回路の効
率係数であり一定 ＶＤ　＝ＲＬの両端間の電圧 Ｔ−比較器１５に対する三角波形のくり返し率比較器１
５は基本的にはパルス幅変調器である。

第１図に示すようにこの比較器１５に対する一方の入力
は三角波形を出力する電源１６である。のこぎり波形も
使用でき、くり返し率Ｔはは基本的にパルス幅変調器の
動作周波数を決定する。Ｖｅで示される増幅器１４から
出力した信号もまた時間に依存した信号であり、三角波
形の周波数より低い周波数であり、期間Ｔにわたって一
定と考えることができる。

比較器１５の出力は第１図に示すような幅ｉｐのパルス
であり、それは三角波電圧に対する増幅器１４からの電
圧Ｖｅの値の間数である。比較器１５はまた伝達関数Ｇ
＋を有し、それは次の式で与えられる。

Ｇｌ　＝　ｔｐ　／Ｖｅ　＝Ｔ／Ｖａ または、 ｔｐ　＝Ｇｔ　Ｖｅ　＝　（Ｖｅ　、／Ｖａ　）　Ｔこ
こで、 ■ａ　＝３ａ　−ｔａ Ｓａ−三角波の傾斜 ｔａ　＝Ｔ／２ 上式かられかるように幅または期間ｔｐは増幅器１４か
らの電圧Ｖｅの関数である。第１図に示されているその
他の部品については、Ａ１として示された増幅器１２は
基本的に信号状態装置であり、それは加入者ラインの間
または負荷ＲＬの両端の電圧を感知する。この電圧は合
算器１３の入力に供給される。その電圧はしばしばフィ
ードバック係数と呼ばれ、また周波数依存性であっても
よい。

合算器（Ｓｐ）１３の機能は増幅器１２からのフィード
バック信号とエラー信号である２つの信号の差を表わす
信号を生成する入力電圧Ｖｌとを代数的に加算すること
である。エラー信号を含む合算器１３”からの出力は増
幅器１４（Ａ２）の入力に結合され、その増幅器はフィ
ードバックループの周波数レスポンスを成形する。

第１図に示すように、実質上加入者ラインの抵抗である
負荷抵抗ＲＬは回路に対するＤＣ負荷であり、また増幅
装置Ｇ２の利得素子である。さらに、ＲＬとキャパシタ
２１との組合わせは増幅装置の周波数レスポンスにおけ
る支配的な極（ｐｏｌｅ）である。

増幅装置の利得素子として加入者ラインの負荷インピー
ダンスを伴うことはこの発明の主眼点である。回路と関
係するライン抵抗の必要な関係保持するために第２図を
参照する。第２図は第１図の回路のブロック図であり、
回路の解析はフィードバック制御理論により行われる。

図で破線でかこまれた部分の伝達関数は合算器、エラー
増幅器Ａ１および成形増幅器Ａ２の伝達関数を表わして
いる。したがってループ利得関数は第２図から次のよう
に導出することができる。

ループ利得＝ＧＩＧ２　Ａ２　Ａｔ　＝　（Ｔ／Ｖａ　
）Ｘ（（Ｚ／２　・ＲＬ／ＴＬＰＸＶＢ　２）”ＡＩ　
Ａ２ここで、 α＝ス・イツチングコンバータの効率係数上記のような
ループ利得関数は増幅器の大信号、定常状態特性の決定
および解析に使用される。すなわち、式から明らかなよ
うに、増幅器のループ利得は加入者ラインの実効インピ
ーダンスである負荷ＲＬに応じる。したがって、この発
明のキーポイントは負荷抵抗自身が増幅器設計の要素で
あることである。電話においては１００乃至３０００オ
ームの範囲のＲＬの値が特に重要であり、これらの値は
オフフック状態における加入者ループの長さを表わして
いる。

第２Ａ図を参照すると、第１図に示された広帯域増幅回
路の小信号等価モデルが示されている。

例えば増幅器１２．１４および比較器ならびにフライバ
ックコンバータのような各モジュールの伝達関数は第２
図のものと同じ伝達関数によって示されている。小文字
のＳが小信号動作を示すために使用されている。増幅器
の小信号動作の解析において次の式が与えられる。

１イ１Σ）＝＝　Ｖ　ｉ　（Ｓ）Ｘ　Ａ２（Ｓ）Ｇ、（
＝ｉ、（Ｓ）／　（１＋　Ａ、ｔｓ）Ａよ（ＳンＧ、す
＝　Ｖ　ｉ　（ｓンｘ　Ｇｔｓ）／　（１＋　Ｈ（ｓ）
Ｇ（ｓ＞）周波数安定解析のためにループ利得表示が使
用される。

Ａ　（Ｓ）、ＧＩ　Ｇ２　（Ｓ）およびＫｚの表示は次
のとおりである。

Ａノｓ）＝　Ｋ、（１＋ｓ／ωρ／（１＋Ｓ／ω２）こ
こで、ｋｌ＝一定、Ｃ１〉Ｃ２ ＧＩＧ２（Ｓ）＝ｑｍＸｋａ　／　（１＋Ｓ／ω、）こ
こで、ｇｍ＝一定、ｋ３およびＣ０は負荷に依存するパ
ラメータである。

これはＰＷＭ周波数ｆｍに比較してずつと小さい周波数
に対して妥当である。

ｋｇ＝Ｔ／Ｖａ Ｑｍ＝（＋２／２ＸＲＬ／ＴＸＶＢ／ＬＰ　戸ωａ＝１
／ＲＬＣＩ 増幅器の小信号動作の解析によれば、増幅器の周波数表
示および一般的利得レスポンスははまたラインの負荷イ
ンピーダンスに依存する。

第３図を参照すると、ＤＣ負荷ＲＬにおける増幅器の周
波数表示の依存性が示されている。カー１１および２は
それぞれ３０００および３００オームに等しいＲｉ、に
対するオープンループ順方向増幅器利得周波数特性を示
している。カーフ３は増幅器１４の周波数表示であり、
安定度の要求に合致するように全体の回路の周波数を成
形している。

カー１４および５は負荷抵抗ＲＬにおける支配内極の依
存性を示しており、それはＲＬとＣ１との組合わせによ
って決定される。カー１６はＡ１によって決定される増
幅器の所望のクローズトループ利得周波数特性である。

カー１６の破線はこの特性がまた周波数依存性であるこ
とを示している。ループ利得は第３図で使用されている
セミログスケールでオープンループ利得とり０−ズドル
ーブ利得との差として決定される。

本質的に増幅器に対する設計目的はアナログ音声帯域に
おける適切な動作のためには３．０Ｋ　ＨＺで３４ｄＢ
の最大ループ利得を保証することである。

ループ利得に対するＯｄＢクロスオーバー周波数は増幅
器全体の周波数特性に対する影響を最少にするためにパ
ルス幅変調周波数のほぼ１／２であるように選択される
。もちろん増幅器の周波数レスポンスの決定の主要ファ
クターは増幅器Ａ１およびＡ２の伝達関数に対するレス
ポンスの適切な選択において固有であることを理解すべ
きである。

用途によってはもつと高いスリュー・レート（ｓｌｅｗ
　ｒａｔｅ）が必要であるかも知れない。本質的に増幅
器のスリュー・レートとは時間に対する出力電圧の最大
変化速度として定義される。広帯ｂＩＬａｉｌｉ電圧の
増幅器のスリュー・レートを改善するために、第４図に
示すような回路が使用される。

それはスリュー・レート強調回路２３に結合されたレベ
ルシフタ２２を備えている。後述するようにスリュー・
−ト強調回路２３は増幅器１４の出力に現われるエラー
信号電圧■ｅによってレベルシフタ２２を介して制御さ
れる。後述のようにスリュー・レート強調回路２３はエ
ラー信号電圧Ｖｅがアース電位に対して正であるときは
通常高インピーダンス状態のオフである。スリュー・レ
ート強調回路２３はエラー信号電圧Ｖｅがアース電位に
対して負になるとそれに応じてオンに切替えられる。図
において同一部品については前の図のものと同じ符号が
付されている。第１図および第４図に示す増幅器の構成
はライン回路が高電圧、高電力能力で動作することを可
能にしている。増幅器は２００ボルトの信号であるリン
グ電圧、ならびに音声帯域信号、遠隔測定信号およびＤ
Ｃ通話電流を処理することができる。増幅器は通常の増
幅器で使用されているようなバイアスの目的の高電圧電
源の必要なく高い電圧で動作することができる。

この特性は高い電動率の動作を生じる。もちろん、通常
の増幅器設計に対して２００ボルトの信号を与えるため
に２００ボルト以上の電源が必要である。その設計は非
常に頑丈な増幅器を提供し、それは短絡や、電力線との
接触や、サージなどの事故に対する保護を可能にする。

増幅器の出力は平衡出力を与え、それ放電子的接地点と
加入者ループとの間の良好な分離が得られる。増幅器に
おいてライン自身である負荷は増幅器設計の固有素子で
あり、したがって増幅器の利得および周波数特性を直接
支配する。

第１図に示したように増幅器Ａｒ　、　Ａ２　、合算器
および比較器のようなこの発明における主要部品は全て
低電圧集積回路によって構成されている。

トランジスタ１７のような残りの部品はディスクリート
な部品であり、トランジスタ１１は高電圧ＭＯＳトラン
ジスタであることが好ましい。高電圧増幅器は直接リン
グ電圧を処理し、高電圧増幅器の使用はリング発生器お
よびリングアクセスリレーを消去し、それ故システム特
性を改善する。

第５図には第１図の構成を示す詳細な回路図が示されて
いる。図示のように加入者ラインは線３０゜３１で示さ
れ、そのインピーダンスは負荷インピーダンスＲＬ３２
によって示されている。フライバックコンバータの蓄積
素子であるキャパシタ３３は線３１．３２間に結合され
ている。ダイオード３４および変成器３５はＦＥＴトラ
ンジスタ３６と協同してフライバック作用に必要な基本
素子を形成している。

キヤベツ・り３１は抵抗３８と直列に変成器３５の１次
巻線の端子間に接続され、高電圧誘導スパイクによりト
ランジスタ３６が破壊するのを阻止するダンパー回路と
して動作する。トランジスタ３６のゲート電極に抵抗４
０とダイオード３９の並列回路が結合されている。ゲー
ト電極はキャパシタ４１を介して比較器４２の出力に結
合されている。ダイオード３９、抵抗４０、およびキャ
パシタ４１はレベルシフトを行なう。増幅器Ａｌ、４５
は差動増幅器として動作し、その反転入力は抵抗４６を
介してライン３０に結合され、非反転入力は抵抗４７を
介してライン３１に結合されている。抵抗４８は増幅器
４５の出力から入力に結合され、一方抵抗４９は非反転
入力とアースとの問に結合されている。したがって増幅
器４５は差動的に加入者ラインまたは負荷抵抗３２間の
電圧を検出し、その出力端子に差信号をシングルエンド
出力として出力するように動作する。

増幅器４５の出力は直列抵抗５１を介して増幅器５０（
Ａ２）の反転入力に結合されている。抵抗５２もまたこ
の反転入力に結合され、この抵抗５２の他端は入力電圧
■ｉに結合されている。抵抗５３は増幅器５０の入力出
力間に結合され、一方抵抗５４とキャパシタ５５の直列
回路は増幅器５０の周波数特性を成形する作用をする。

増幅器５０は合算結合部として動作し、さらに利得およ
び周波数特性の成形を行なう。したがって増幅器の出力
であるエラー信号Ｖｅは比較器４２の非反転端子に供給
される。比較器４２の反転端子は第１図について説明し
たような三角波電源に結合されている。図示のように比
較器４２はエラー信号を三角波形と比較してその出力に
パルス幅変調された信号を発生し、その信号はキャパシ
タ４１を介してトランジスタ３６のゲート電極に供給さ
れる。

トランジスタ３６のドレイン電極はバイアス電源に結合
され、一方増幅器４５．５０および比較器４２のバイア
スは湧常のＤＣ電源から得られ、それは５乃至１５ボル
トの範囲のものでよい。第５図から明らかなように増幅
器４５の出力は抵抗４８対４６および４９対４７の比に
より決定される負荷抵抗３２の両端の差電圧の関数であ
る。これら２つの比は等しく選択され増幅器に対する良
好な共通モード特性を与えるように整合される。抵抗４
６〜４９の値は電力消費を減少させ、負荷効果を最少に
するために高いインピーダンス値に選定されている。負
荷抵抗３２の両端の出力電圧Ｖｏは増幅器４５および５
０のバイアス電圧である電源電圧よりもずっと高くする
ことができる。それ故、抵抗４８対４６および４９対４
７の比は増幅器４５の入力における電圧が共通モード範
囲を超過せず、かつ出力電圧が飽和しないように選定さ
れる。事実、後述するようにこれらの抵抗の比は回路の
特性を改善するために周波数依存性にすることを可能に
する。増幅器４５からの出力信号は抵抗３２の両端に発
生した電圧の関数であり、増幅器５０の入力端子におい
てＶｉと加算される。

増幅器５０の出力はこの増幅された信号を出力する。増
幅器４５（Ａｓ）の出力電圧の極性はネガテブフィード
バックによりＶｉと反対であり、それ故合算によりエラ
ー信号Ｖｅである差信号が増幅器５０の出力に発生する
。抵抗５１〜５３は増幅器５０に対して適当な利得パラ
メータを与えるように選択されている。抵抗５４および
キャパシタ５５は抵抗５３と共に動作状態にわたって安
定にするようにフィードバックループの周波数特性を成
形するのに使用される進相・遅相回路網を構成する。

図示のようにエラー信号Ｖｅは比較器４２の正の入力に
供給される。三角波形は負の入力に結合される。比較器
４２は２つの信号を比較して幅ｔｐのパルスを出力に発
生するように動作する。ｔｐの値は、エラー信号が大き
ければ大きいほどパルス幅が広くなるようにエラー信号
■ｅに応じて変化する。実際には三角波形のくり返し率
は例えば５１２ＫＨ２に選定されている。したがって比
較器４２はパルス幅変調器として機能し、パルスの幅ｔ
ｐは発生されたエラー信号に直接比例する。幅ｔｐのパ
ルスはキャパシタ４１を介してトランジスタ３６のゲー
ト電極にキャパシチブに結合される。

キャパシタ４１および抵抗４０の時定数は幅ｔｐのパル
スの完全性が保持できるように大きな値に選択されてい
る。ダイオード３９はクランプ作用を行ない、それ故ト
ランジスタ３６のゲートにおけるパルスは■ｂ（−４８
ボルト）に対して正であり、したがってトランジスタ３
６をオンに切替える正のソース・ゲート電圧を出力し、
パルスの期間中変成器３５の１次巻線中を電流が流れる
ようにする。この期間中（ｔｐ）ダイオード３４は逆方
向にバイアスされ、それ故エネルギは１次巻線を介して
変成器３Ｇ中に蓄積される。ｔｐが終るとトランジスタ
３６はオフに切替えられ、電流はもはやトランジスタ中
を流れることができない。したがってダイオード３４は
導通し、エネルギはフライバック作用によってＴ−ｉｐ
の期間中キャパシタ３３に転送される。

フライバックコンバータの作用はよく知られており、上
述のとおりである。

第６図には第５図と類似した増幅器の回路が示されてい
るが、それはさらに第４図に関連して前に簡単に説明し
たスリュー・レート強調回路を備えている。第６図の残
りの部分の動作は第５図について説明したものと同じで
あり、同じ部品については同じ符号が付されている。変
更されている部分について説明すると、第６図に示すよ
うに増幅器５０の出力はトランジスタ７０のエミッタ電
極に結合され、そのトランジスタのベース電極は接地さ
れている。エラー信号Ｖｅは抵抗７１を介してトランジ
スタ７０のエミッタ電極に結合さてれいる。

コレクタ電極は抵抗７２を介して加入者ライン３０に結
合され、さらにトランジスタ７０のコレクタ電極はトラ
ンジスタ７３のベース電極に結合され、このトランジス
タ７３のエミッタ電極は加入者ライン３０に結合されて
いる。トランジスタ７３のコレクタ電極は抵抗７４を介
して加入者ライン３１に結合されている。このようにし
て以下説明するようにトランジスタ７０は抵抗７１およ
び７２と共にレベルシフタとして動作し、一方トランジ
スタフ３は抵抗７４と共にスリュー・レート強調装置と
して動作する。回路は次のように動作する。スリュー・
レート強調装置キャパシタ３３中に蓄積されているエネ
ルギが負荷抵抗３２の要求を超過したときのみ動作する
ように設計されている。この状態の存在はエラー信号が
負であるとき生じる。Ｖｅが約−〇’、６Ｖに達すると
トランジスタ７０は導通を開始し、したがってトランジ
スタ７３も導通を開始する。この動作は実際にキャパシ
タ３３の両端に追加の負荷を与え、したがってそれはエ
ネルギの除去を促進する。

Ｖｅはさらに負になろうとするから、トランジスタ７３
はさらに導電状態になりキャパシタ３３がらのエネルギ
の除去を促進する。負荷抵抗３２により要求される増分
エネルギがキャパシタにより受け取られる増分エネルギ
に等しい状態である平衡状態に到達すると、エラー信号
Ｖｅは正になる。エラー信号Ｖｅが正になるとスリュー
・レート強調回路はディスエーブルにされる。

第６図にはまた抵抗４６および４７と直列に配置された
２個の追加のＲＣ回路８ｏおよび８１が示されている。

ＲＣ回路８０および８１はフィードバックループファク
タ素子を周波数依存性にするように動作する。これは第
５図で選択された抵抗４６および４７の大きさを２個の
抵抗にそれぞれ分割して第６図のように各分割抵抗と並
列にキャパシタを接続することによって行われる。この
ような変形は最良の回路特性に対する追加的な自由度を
与える。第３図で示したカー７６と関連する破線はこの
変形による増幅器の周波数特性を表わしている。

以上、設計における固有の素子としてフライバックコン
バータを使用した増幅器について説明した。フライバッ
クコンバータはラインに結合されたエネルギ蓄積キャパ
シタを有し、フライバック変成器の２次巻線に結合され
たダイオードにより制御されている。加入者ラインのラ
インインピーダンスまたは負荷インピーダンスは増幅器
の素子として作用し、それによって利得および周波数特
性が制御される。したがって増幅器の支配的な極は加入
者負荷インピーダンスおよび増幅器の蓄積キャパシタに
よって形成される。フライバックコンバータは５１２Ｋ
Ｈ７より高い高周波数で動作するパルス幅変調器によっ
て制御される。この方法においてフライバック変成器に
対して必要なことはそれが非常に小形でコンパクトな部
品であることである。増幅器はリング電圧およびＤＣ通
話をラインに供給することを可能にする。一方与えられ
た分離は従来の技術の部品に対して悪い影響を与える通
常の過渡現象に対して信頼性のある動作を保証する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の１実施例の広帯域高電圧増幅器の
簡略化した回路図であり、第２図は、増幅器の大信号動
作の場合のブロック図であり、第２Ａ図は、増幅器の小
信号動作の場合のブロック図であり、第３図は、異なっ
た負荷状態に対する増幅器の周波数特性を示すカーブで
あり、第４図は、スリュー・レート強調装置を備えた増
幅器のブロック図であり、第５図は、第１図に示された
増幅器の詳細な回路図であり、第６図は、第４図に示さ
れた増幅器の詳細な回路図である。 １０・・・フライバックコンバータ、１１・・・負荷抵
抗、１２．１４・・・増幅器、１３・・・合算器、１５
・・・比較器、１６・・・三角波形ＩｔＬ１７・Ｆ　Ｅ
　Ｔ　トランジスタ、１８、１９巻線、２０・・・ダイ
オード、２１・・・キャパシタ、２２・・・レベルシフ
タ、２３・・・スリュー・レート強調装置。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ＦＩＧ、２ １ｓｔ ＦＩＧ、２Ａ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）リアクチブインピーダンス成分を含んでいてもよ
   い有限インピーダンスを有する２線式ラインに入力信号
   を供給する広帯域高電圧増幅器において、 前記２線式ラインを横切って結合された蓄積キャパシタ
   および、１次および２次巻線を有し、その２次巻線が単
   方向導電装置を介して前記蓄積キャパシタに結合された
   変成器と前記１次巻線と直列に接続されているスイッチ
   ング手段とを備えているフライバックコンバータと、 前記２線式ラインを横切って結合され、前記ライン間の
   信号を示す出力信号を出力する手段と、前記出力信号に
   応答する第１の入力と前記ラインへ供給するための入力
   信号に応答する第２の入力とを有し、その出力が前記入
   力に供給された２つの信号の差を示すエラー信号を出力
   する合算手段と、 前記エラー信号に応答する第１の入力とくり返し基準信
   号に応答する第２の入力とを有し、出力に前記エラー信
   号の大きさを示すパルス幅を有するくり返しパルス信号
   を出力する変調手段と、前記くり返しパルス信号を前記
   スイッチング手段に供給して前記フライバックコンバー
   タに前記パルス信号の幅に支配される前記エラー信号の
   大きさに応じて前記２線式ラインにエネルギを転送させ
   る手段とを具備していることを特徴とする広帯域増幅器
   。 （２）前記１次巻線と直列に接続されているスイッチン
   グ手段が電界効果トランジスタを備え、そのソース・ド
   レイン路は前記１次巻線の一つの端子と直列に接続され
   、ゲート制御電極は前記変調手段の出力に結合され、前
   記１次巻線はさらにソースの電位に接続されている特許
   請求の範囲第１１記載の広帯域高電圧増幅器。 （３）前記変調手段は比較器を備え、その一つの入力は
   前記エラー信号に応答し、他の入力は前記くり返し基準
   信号に応答して前記出力にパルス幅変調された信号を出
   力する特許請求の範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅器
   。 （４）前記くり返し基準信号は５１２ＫＨ２以上の周波
   数を有する三角波信号を出力する特許請求の範囲第３項
   記載の広帯域高電圧増幅器。 （５）前記２線式ラインを横切って結合された手段は差
   動増幅器を備え、その一つの入力は前記ラインの一つに
   結合され、他の入力は前記ラインの他のものに結合され
   て出力にシングルエンド信号を出力する特許請求の範囲
   第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 （６）前記合算手段は、前記出力に結合されて前記変調
   手段に供給するに先立って前記エラー信号に利得周波数
   特性を与えるように動作する増幅手段を備えている特許
   請求の範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 （７）前記蓄積キャパシタおよび前記２線式ラインの抵
   抗性インピーダンスは前記広帯域高電圧増幅器間手段の
   周波数レスポンスの主極を構成している特許請求の範囲
   第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 （８）前記２線式ラインは電話機加入者ラインであり、
   １００乃至３０００オームの抵抗性インピーダンスを有
   している特許請求の範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅
   器。 （９）前記合算手段の出力に結合されてエラー信号の所
   定の範囲内で振幅の変化する出力信号を出力するように
   動作するレベルシフト手段と、前記２線式ラインを横切
   って結合されて前記レベルシフト手段からの出力信号に
   応じて前記エラー信号の所定の範囲中前記蓄積キャパシ
   タから転送されたエネルギを制御するスリュー・レート
   強調手段とを具備している特許請求の範囲第１項記載の
   広帯域高電圧増幅器。 （１０）前記くり返しパルス信号を前記スイッチング手
   段に供給する手段は結合キャパシタを備えている特許請
   求の範囲第１項記載の広帯域高電圧増幅器。 （１１）ラインの長さの関数として変化する有限負荷イ
   ンピーダンスを有する２線式電話ラインに入力信号を供
   給する広帯域高電圧増幅器において、前記ラインを横切
   って結合された蓄積キャパシタと、 １次および２次巻線を有する変成器を具備し、その２次
   巻線はダイオードを介して前記蓄積キャパシタに結合さ
   れれ、スイッチング手段が前記１次巻線と直列に接続さ
   れて切替えられたときエネルギを前記１次巻線から前記
   変成器を介して前記キャパシタに転送するフライバック
   コンバータと、前記２線式ラインを横切る電圧に応答し
   てそれを示す信号を出力する第１の手段と、 前記第１の手段からの前記信号を前記ラインへ供給され
   るべき入力信号と合算して出力に前記信号間の差を示す
   エラー信号を出力する第２の手段と、 前記エラー信号に応答してそれとくり返し基準信号とを
   比較し、出力に制御信号を出力する比較手段と、 前記制御信号を前記スイッチング手段に供給してそれを
   前記制御信号に応じて動作させ、前記制御信号の特性に
   応じて前記蓄積キャパシタににエネルギを転送させる手
   段とを具備していることを特徴とする広帯域高電圧増幅
   器。 （１２）前記第１の手段は差動増幅器を備え、その一つ
   の入力は前記ラインの一つに結合され、他の入力は前記
   ラインの他のものに結合されて出力にシングルエンド信
   号を出力する特許請求の範囲第１１項記載の広帯域高電
   圧増幅器。 （１３）前記差動増幅器の前記入力は前記ラインに周波
   数によって変化するインピーダンスを介して結合されて
   いる特許請求の範囲第１２項記載の広帯域高電圧増幅器
   。 （１４）前記合算するための第２の手段は、その一つの
   入力が前記第１の手段からの前記信号を前記入力信号と
   合算するための入力を備えた作動増幅器と、前記増幅器
   に結合されて周波数特性を成形する手段とを備えている
   特許請求の範囲第１１項記載の広帯域高電圧増幅器。 〈１５）前記比較器に供給される前記くり返し基準信号
   は、前記エラー信号の大きさに応じたパルス継続時間を
   有するパルス幅変調された制御信号を前記比較器の出力
   に発生させるための三角波形である特許請求の範囲第１
   １項記載の広帯域高電圧増幅器。 （１６）前記ラインの抵抗性負荷インピーダンスの大き
   さおよび前記蓄積キャパシタの大きさは前記広帯域高電
   圧増幅器の周波数特性の主権を構成している特許請求の
   範囲第１１項記載の広帯域高電圧増幅器。 （１７）前記１次巻線と直列に接続されてたスイッチン
   グ手段が電界効果トランジスタを備え、そのソース・ト
   レイン路は前記１次巻線と直列に接続され、ゲート制御
   電極は前記比較手段の出力に結合されている特許請求の
   範囲第１５項記載の広帯域高電圧増幅器。 （１８）前記ゲート制御電極は、前記制御信号をクラン
   プするために前記ゲートＮ極に結合されたキャパシタ手
   段を介して前記比較器の出力に結合されている特許請求
   の範囲第１７項記載の広帯域高電圧増幅器。 （１９）前記第２の手段の出力に結合されてエラー信号
   の所定の範囲内で振幅の変化する出力信号を出力するよ
   うに動作するレベルシフト手段と、前記２線式ラインを
   横切って結合されて前記レベルシフト手段からの出力信
   号に応じて前記エラー信号の所定の範囲中で前記蓄積キ
   ャパシタから転送されたエネルギを制御するスリュー・
   レート強調手段とを具備している特許請求の範囲第１１
   項記載の広帯域高電圧増幅器。 （２０）前記電話加入者ラインの抵抗性インピーダンス
   が１００乃至３０００オームの範囲で変化する特許請求
   の範囲第１１項記載の広帯域高電圧増幅器。