JPH11215826A - 自励発振型電流共振コンバータ - Google Patents
自励発振型電流共振コンバータInfo
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- JPH11215826A JPH11215826A JP10009286A JP928698A JPH11215826A JP H11215826 A JPH11215826 A JP H11215826A JP 10009286 A JP10009286 A JP 10009286A JP 928698 A JP928698 A JP 928698A JP H11215826 A JPH11215826 A JP H11215826A
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- JP
- Japan
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- current
- converter
- oscillation frequency
- circuit
- self
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】小型で高効率なゼロ電流スイッチングを達成す
ることを目的とする。 【解決手段】電流・電圧帰還型ハーフブリッジ自励コン
バータにおいて、直流阻止コンデンサと出力トランスの
漏れインダクタンスによる電流共振周波数に対して、そ
の発振周波数を電圧帰還抵抗の調整により制御し、発振
周波数＜共振周波数 の関係を維持して「ゼロ電流スイ
ッチング」を達成する。
ることを目的とする。 【解決手段】電流・電圧帰還型ハーフブリッジ自励コン
バータにおいて、直流阻止コンデンサと出力トランスの
漏れインダクタンスによる電流共振周波数に対して、そ
の発振周波数を電圧帰還抵抗の調整により制御し、発振
周波数＜共振周波数 の関係を維持して「ゼロ電流スイ
ッチング」を達成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流−直流または交
流−直流の電力変換コンバータにおいて特に高効率電力
変換に好適な自励発振型電流共振コンバータの回路技術
に属する。
流−直流の電力変換コンバータにおいて特に高効率電力
変換に好適な自励発振型電流共振コンバータの回路技術
に属する。
【０００２】
【従来の技術】小型で高効率な自励発振型電流共振コン
バータは多方面に用いられている。ただし、回路素子の
特性によりコンバータの回路特性が変化するため、製品
への適用に対しては、素子の選別など注意を要した。
バータは多方面に用いられている。ただし、回路素子の
特性によりコンバータの回路特性が変化するため、製品
への適用に対しては、素子の選別など注意を要した。
【０００３】例えば、１９９５年１１月２９日に発行さ
れた「電子情報通信学会技術研究報告」の「電子通信用
電源技術」（信学技報Ｖｏｌ．９５ Ｎｏ．３９５ ９
ページ、報告Ｎｏ．ＰＥ９５−２６）に掲載された、
「自励発振型電流共振コンバータのドライブ回路の改
善」は本発明に対する従来技術として最適ではないにし
ても本発明による電流共振コンバータの従来技術の一例
としてとらえることが出来る。
れた「電子情報通信学会技術研究報告」の「電子通信用
電源技術」（信学技報Ｖｏｌ．９５ Ｎｏ．３９５ ９
ページ、報告Ｎｏ．ＰＥ９５−２６）に掲載された、
「自励発振型電流共振コンバータのドライブ回路の改
善」は本発明に対する従来技術として最適ではないにし
ても本発明による電流共振コンバータの従来技術の一例
としてとらえることが出来る。
【０００４】この報告は自励発振電流共振コンバータに
おいて、トランジスタの特性バラツキをドライブ回路の
工夫で少なくする工夫が報告されており、極めて有用な
回路改良である。
おいて、トランジスタの特性バラツキをドライブ回路の
工夫で少なくする工夫が報告されており、極めて有用な
回路改良である。
【０００５】自励発振コンバータはこの報告の回路ばか
りでなく、様々な回路があるがいずれも回路素子の特性
変化や、バラツキをどのように抑えるかがポイントにな
る。
りでなく、様々な回路があるがいずれも回路素子の特性
変化や、バラツキをどのように抑えるかがポイントにな
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこの自励発振
型電流共振コンバータの、発振周波数と電流共振周波数
の関係で回路素子の特性バラツキを吸収する回路を付加
する事により、安定に動作するコンバータを提供しよう
とするものである。
型電流共振コンバータの、発振周波数と電流共振周波数
の関係で回路素子の特性バラツキを吸収する回路を付加
する事により、安定に動作するコンバータを提供しよう
とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】電流共振コンバータはコ
ンバータの発振周波数とスイッチ素子に流れる電流の共
振周波数の関係が適切でないと、期待する効果が発揮で
きないことがある。電流共振の目的はスイッチ素子にに
流れる電流が「ゼロ」の時、スイッチングトランジスタ
をオフして、ノイズやターンオフロスを低減する事であ
り、（発振周波数＜共振周波数）の関係が望ましい。
ンバータの発振周波数とスイッチ素子に流れる電流の共
振周波数の関係が適切でないと、期待する効果が発揮で
きないことがある。電流共振の目的はスイッチ素子にに
流れる電流が「ゼロ」の時、スイッチングトランジスタ
をオフして、ノイズやターンオフロスを低減する事であ
り、（発振周波数＜共振周波数）の関係が望ましい。
【０００８】本発明はこの、発振周波数＜共振周波数、
の関係を回路素子のバラツキを吸収する回路構成により
解決しようとするものである。
の関係を回路素子のバラツキを吸収する回路構成により
解決しようとするものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の形態を図面を基に説明す
る。
る。
【００１０】図１は本発明による自励発振型電流共振コ
ンバータの一例である。入力直流電圧１は入力電解コン
デンサ２により１／２の電圧に分割される。この入力直
流電圧１は一般的には交流入力電圧を整流した電圧であ
り、例えば１／２電圧への分割は倍圧整流方式を採った
場合極めて簡単に達成できる。スイッチングトランジス
タ３は２個が直列に接続され、コレクタ−エミッタ−コ
レクタ−エミッタと接続される。
ンバータの一例である。入力直流電圧１は入力電解コン
デンサ２により１／２の電圧に分割される。この入力直
流電圧１は一般的には交流入力電圧を整流した電圧であ
り、例えば１／２電圧への分割は倍圧整流方式を採った
場合極めて簡単に達成できる。スイッチングトランジス
タ３は２個が直列に接続され、コレクタ−エミッタ−コ
レクタ−エミッタと接続される。
【００１１】最初のトランジスタ３のコレクタが入力直
流電圧１の陽極へ、また最後のトランジスタ３のエミッ
タが入力直流電圧１の陰極へ接続される。
流電圧１の陽極へ、また最後のトランジスタ３のエミッ
タが入力直流電圧１の陰極へ接続される。
【００１２】電解コンデンサ２の中間接続点からトラン
ジスタ３の中間接続点の間に、直流阻止を兼ねた共振コ
ンデンサ５、出力トランス７の入力巻き線、ドライブト
ランス４の電流巻き線が直列に接続される。ドライブト
ランス４は電流巻き線の他に、３個の巻き線を持ち、２
個は前述のスイッチングトランジスタ３のベース−エミ
ッタに接続され、他の１個は抵抗６を介して、出力トラ
ンス７の帰還巻き線に接続される。
ジスタ３の中間接続点の間に、直流阻止を兼ねた共振コ
ンデンサ５、出力トランス７の入力巻き線、ドライブト
ランス４の電流巻き線が直列に接続される。ドライブト
ランス４は電流巻き線の他に、３個の巻き線を持ち、２
個は前述のスイッチングトランジスタ３のベース−エミ
ッタに接続され、他の１個は抵抗６を介して、出力トラ
ンス７の帰還巻き線に接続される。
【００１３】出力トランス７の２次回路はセンタータッ
プ整流器８を介して出力電解コンデンサ９にて平滑回路
を構成している。
プ整流器８を介して出力電解コンデンサ９にて平滑回路
を構成している。
【００１４】この回路では、起動回路を省略してある。
【００１５】この回路は起動後、ドライブトランス４の
電流巻き線に流れる電流がスイッチングトランジスタ３
のベース電流に正帰還され、オン状態を維持し、ドライ
ブ電流がとぎれた時に、反対のトランジスタがターンオ
ンする事により、発振を継続する。
電流巻き線に流れる電流がスイッチングトランジスタ３
のベース電流に正帰還され、オン状態を維持し、ドライ
ブ電流がとぎれた時に、反対のトランジスタがターンオ
ンする事により、発振を継続する。
【００１６】スイッチングトランジスタ３のどちらか一
方がオンすると、回路には共振的な電流が流れる。
方がオンすると、回路には共振的な電流が流れる。
【００１７】その共振周波数を図２の等価回路で説明す
る。
る。
【００１８】電解コンデンサ２の一方の電圧をＥ１出力
電解コンデンサ９の電圧を出力トランス７の１次側に変
換した電圧をＥ２’出力トランス７の入力から見た漏れ
インダクタンス１０をｌ出力トランス７の入力巻き線の
インダクタンスをＬ共振用コンデンサ５の静電容量をＣ
としたとき、この回路に流れる電流はＥ１−Ｅ２’を電
圧源として ｆ＝１／２π√ｌＣ で決まる共振周波数の電流が流れる。
電解コンデンサ９の電圧を出力トランス７の１次側に変
換した電圧をＥ２’出力トランス７の入力から見た漏れ
インダクタンス１０をｌ出力トランス７の入力巻き線の
インダクタンスをＬ共振用コンデンサ５の静電容量をＣ
としたとき、この回路に流れる電流はＥ１−Ｅ２’を電
圧源として ｆ＝１／２π√ｌＣ で決まる共振周波数の電流が流れる。
【００１９】図３に発振周波数と先述の共振周波数の関
係を図示した。
係を図示した。
【００２０】発振周波数は共振周波数と別の素子定数で
決定され、スイッチングトランジスタ３が交互にオン・
オフを繰り返す。どちらか一方のトランジスタがオンし
ているときに流れる共振電流が他方のトランジスタがオ
ンする前に収束する。すなわち 発振周波数＜共振周波
数 の関係が成立しておれば、「ゼロ電流スイッチ」が
達成され、逆の関係に有れば、電流が流れている時にタ
ーンオフとなって、ノイズや損失が発生することが容易
に理解できよう。
決定され、スイッチングトランジスタ３が交互にオン・
オフを繰り返す。どちらか一方のトランジスタがオンし
ているときに流れる共振電流が他方のトランジスタがオ
ンする前に収束する。すなわち 発振周波数＜共振周波
数 の関係が成立しておれば、「ゼロ電流スイッチ」が
達成され、逆の関係に有れば、電流が流れている時にタ
ーンオフとなって、ノイズや損失が発生することが容易
に理解できよう。
【００２１】一方、発振周波数を図４の回路図、図５の
等価回路および、図６のグラフを用いて説明する。
等価回路および、図６のグラフを用いて説明する。
【００２２】発振周波数は図４の回路図におけるベース
電流ｉＢが「ゼロ」になるポイントでスイッチングトラ
ンジスタ３のオン・オフが逆転する。
電流ｉＢが「ゼロ」になるポイントでスイッチングトラ
ンジスタ３のオン・オフが逆転する。
【００２３】ｉＢ＝０はドライブトランス４の磁芯飽和
によっても決定されるが、その他の回路定数で決定する
周波数が磁芯飽和よりも高い周波数で有るならば、以下
の解析が有効である。
によっても決定されるが、その他の回路定数で決定する
周波数が磁芯飽和よりも高い周波数で有るならば、以下
の解析が有効である。
【００２４】図５に片側のトランジスタがオン状態にあ
る時の等価回路を、図６に各電流の対時間グラフを図示
した。
る時の等価回路を、図６に各電流の対時間グラフを図示
した。
【００２５】スイッチングトランジスタ３のベース電流
はそのドライブトランス４のオン状態にあるべース巻き
線から見れば、その電圧はスイッチングトランジスタ３
のベース−エミッタ電圧ＶＢＥにクランプされ、電流は
主回路に流れる電流ｉＯ電圧帰還抵抗６を通してのｉＲ
の合計電流からドライブトランス４の励磁電流ｉｌを差
し引いた電流がｉＢとなる。
はそのドライブトランス４のオン状態にあるべース巻き
線から見れば、その電圧はスイッチングトランジスタ３
のベース−エミッタ電圧ＶＢＥにクランプされ、電流は
主回路に流れる電流ｉＯ電圧帰還抵抗６を通してのｉＲ
の合計電流からドライブトランス４の励磁電流ｉｌを差
し引いた電流がｉＢとなる。
【００２６】ｉＢ＝ｉＲ＋ｉＯ−ｉｌ で ｉＢ＝０
でターンオフに至る。
でターンオフに至る。
【００２７】ここで、出力トランス７の入力巻き線と帰
還巻き線の巻き数比をｎ７ドライブトランスの帰還巻き
線とベース巻き線の巻き数比を１：１とすればｉＲは ｉＲ＝（Ｅ１×ｎ７−ＶＢＥ）／Ｒ 発振周波数Ｆｏｓｃはドライブトランス４の電流帰還巻
き線とベース−エミッタ巻き線の巻き数比をｎ４とした
とき Ｆｏｓｃ＝（ＶＢＥ／ｌ−Ｅ１／Ｌ×ｎ４）／４×ｉＲ
＝（ＶＢＥ／ｌ−Ｅ１／Ｌ×ｎ４）×Ｒ／（Ｅ１×ｎ７
−ＶＢＥ） つまり発振周波数Ｆｏｓｃは回路の固定定数の他に、電
圧帰還抵抗６の抵抗値によっても制御することが可能で
ある。
還巻き線の巻き数比をｎ７ドライブトランスの帰還巻き
線とベース巻き線の巻き数比を１：１とすればｉＲは ｉＲ＝（Ｅ１×ｎ７−ＶＢＥ）／Ｒ 発振周波数Ｆｏｓｃはドライブトランス４の電流帰還巻
き線とベース−エミッタ巻き線の巻き数比をｎ４とした
とき Ｆｏｓｃ＝（ＶＢＥ／ｌ−Ｅ１／Ｌ×ｎ４）／４×ｉＲ
＝（ＶＢＥ／ｌ−Ｅ１／Ｌ×ｎ４）×Ｒ／（Ｅ１×ｎ７
−ＶＢＥ） つまり発振周波数Ｆｏｓｃは回路の固定定数の他に、電
圧帰還抵抗６の抵抗値によっても制御することが可能で
ある。
【００２８】先述の、共振周波数は回路の固定定数で、
決定し発振周波数を電圧帰還抵抗６で制御することによ
り、この自励発振型電流共振コンバータの好適な動作条
件発振周波数＜共振周波数を達成することが出来る。
決定し発振周波数を電圧帰還抵抗６で制御することによ
り、この自励発振型電流共振コンバータの好適な動作条
件発振周波数＜共振周波数を達成することが出来る。
【００２９】
【発明の効果】自励型電流共振コンバータにおいて、先
述した電圧帰還抵抗定数の調整により発振周波数＜共振
周波数にすることにより、安価な手段で、小型高効率な
「ゼロ電流スイッチング」を達成できる。
述した電圧帰還抵抗定数の調整により発振周波数＜共振
周波数にすることにより、安価な手段で、小型高効率な
「ゼロ電流スイッチング」を達成できる。
【図１】本発明の実施形態の一例。
【図２】共振周波数決定の為の等価回路。
【図３】本発明による回路電圧と回路電流。
【図４】発振周波数決定のための回路図。
【図５】発振周波数決定のための等価回路。
【図６】発振周波数決定のための電流グラフ。
１…入力電圧源、 ２…入力電解コンデン
サ、３…スイッチングトランジスタ、４…ドライブトラ
ンス、５…コンデンサ、 ６…電圧帰還抵
抗、７…出力トランス、 ８…出力整流器、
９…出力電解コンデンサ、 １０…出力トランスの漏
れインダクタンス、１１…出力トランスの励磁インダク
タンス、１２…ドライブトランスの励磁インダクタン
ス。
サ、３…スイッチングトランジスタ、４…ドライブトラ
ンス、５…コンデンサ、 ６…電圧帰還抵
抗、７…出力トランス、 ８…出力整流器、
９…出力電解コンデンサ、 １０…出力トランスの漏
れインダクタンス、１１…出力トランスの励磁インダク
タンス、１２…ドライブトランスの励磁インダクタン
ス。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 青山 幸男 愛知県尾張旭市晴丘町池上１番地 株式会 社日立旭エレクトロニクス内
Claims (1)
- 【請求項１】一対のトランジスタとその中点からの出力
電流をドライブ電流トランスを用いて前記トランジスタ
のベース電流へ正帰還する事により、起動後相互に前記
一対のトランジスタがオン・オフを繰り返す電流帰還型
自励コンバータにおいて、出力トランスの付加巻き線か
ら前記ドライブ電流トランスへ抵抗を介して電圧帰還を
行い、抵抗値によってその帰還量を調整してコンバータ
の発振周波数を決定し、前記一対のトランジスタの中点
から直列に接続されたコンデンサの静電容量と前記出力
トランスの漏れインダクタンスとで決定される電流共振
周波数との関係を発振周波数が共振周波数より小さくな
るように維持することを特徴とした自励発振型電流共振
コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10009286A JPH11215826A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 自励発振型電流共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10009286A JPH11215826A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 自励発振型電流共振コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215826A true JPH11215826A (ja) | 1999-08-06 |
Family
ID=11716246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10009286A Pending JPH11215826A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 自励発振型電流共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11215826A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006129669A (ja) * | 2004-11-01 | 2006-05-18 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路と電力制御手段 |
| WO2015079518A1 (ja) * | 2013-11-27 | 2015-06-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1998
- 1998-01-21 JP JP10009286A patent/JPH11215826A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006129669A (ja) * | 2004-11-01 | 2006-05-18 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路と電力制御手段 |
| WO2015079518A1 (ja) * | 2013-11-27 | 2015-06-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN105765838A (zh) * | 2013-11-27 | 2016-07-13 | 三菱电机株式会社 | 功率转换装置 |
| JP6067136B2 (ja) * | 2013-11-27 | 2017-01-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| AU2013406393B2 (en) * | 2013-11-27 | 2017-02-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| US9853568B2 (en) | 2013-11-27 | 2017-12-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| CN105765838B (zh) * | 2013-11-27 | 2018-10-02 | 三菱电机株式会社 | 功率转换装置 |
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