JPH0561871B2

JPH0561871B2 -

Info

Publication number: JPH0561871B2
Application number: JP57130763A
Authority: JP
Inventors: Shiro Goto; Yukio Yamaji; Takamichi Tokiba
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1982-07-27
Filing date: 1982-07-27
Publication date: 1993-09-07
Also published as: JPS5937886A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は高調波成分を低減するようにパルス幅
変調（PWM）して直流を交流に変換する直流交
流変換方式に関するものである。第１図に示すスイツチングトランジスタQ₁〜
Q₆から成る三相ブリツジ型インバータの出力ラ
インUVWの線間出力電圧波形を正弦波に近似さ
せ、高調波成分を除去する場合に、PWMインバ
ータ制御方式が採用される。この種の方式で
PWM出力電圧を得るためにはトランジスタQ₁〜
Q₆もPWM波で制御しなければならない。従来の
PWM制御方式の一例として第２図に示す如く、
一定の位相位置にて三角波を発生させ、インバー
タ出力電圧に対応する選択された値の電圧制御電
圧V_Rと三角波との交点によつて制御パルスを決
定し、例えば第１図のトランジスタQ₁を制御す
るために第２図Ｂの制御パルスを得る方式があ
る。しかし、アナログ技術とデジタル技術とのい
ずれによつても、制御回路が複雑且つ高価にな
る。そこで、本発明の目的は、比較的容易に正弦波
近似出力電圧を得ることが可能な直流交流変換方
式を提供することにある。上記目的を達成するための本発明は、単相又は
多相の直流交流変換装置の単相出力電圧又は多相
の線間出力電圧の０度〜180度の範囲の波形が、
120度／ｎ（但しｎは整数）の所定角度間隔θsより
も大きくない同一のパルス幅を有するｎ個の矩形
波パルスを30度〜150度の範囲に前記の所定角度
間隔θsの繰返し周期で、90度に対して対称に配列
した原形パルス列における、30度〜60度の範囲に
位置するパルスの内の任意の１個又は複数個を振
幅及びパルス幅を変えずにそれぞれの位置から30
度に対して対称の位置にそれぞれ移動させ、60度
〜90度の範囲に位置するパルス内の任意の１個又
は複数個のパルスを振幅及びパルス幅を変えずに
極性を反転してそれぞれの位置から０度方向へ60
度移動させ、90度〜120度の範囲に位置するパル
スの内の任意の個数のパルスを振幅及びパルス幅
を変えずに極性を反転してそれぞれの位置から
180度の方向に60度移動させ、120度〜150度の範
囲に位置するパルスの内の任意の１個又は複数個
のパルスを振幅及びパルス幅を変えずにそれぞれ
の位置から150度に対して対称の位置にそれぞれ
移動させ、且つ90度を中心にしてｎ個のパルスを
対称に配置したと等価なパルス列となり、前記単
相出力電圧又は線間出力電圧の180度〜360度の範
囲の波形が前記０度〜180度の範囲のパルス列を
極性反転したと等価なパルス列となるように前記
直流交流変換装置を制御して直流を正弦波に近似
した交流に変換することを特徴とする直流交流変
換方式に係わるものである。本発明によれば、ｎ個の同一幅の矩形波パルス
がθs＝120度／ｎの整数倍の間隔で配列されたパ
ルス列に基づいてインバータ出力を得、且つ60度
〜90度の範囲のパルスの内の任意に個数のパルス
を０度方向に60度移動すると共に極性反転し、且
つ90度〜120度の範囲のパルスの内の任意の個数
のパルスを180度方向に60度移動すると共に極性
反転したパルスとするので、高調波成分が抑制さ
れた近似正弦波出力を容易に得ることができる。次に、第３図〜第７図を参照して本発明の実施
例に係わる直流交流変換方式について述べる。第３図、第４図、及び第７図は理解を容易にす
るために半周期にｎ＝20個のパルスを配列した例
である。この内、第３図Ａは原形パルス列を示
し、第３図Ｂは0゜〜180゜の出力パルス列を示し、
第４図は180゜〜360゜の出力パルス列を示す。第３
図Ａの原形パルス列は、30゜〜150゜までの120゜をｎ
＝20等分した120゜／ｎの所定角度間隔θsの繰返し
周期で同一振幅（高さ）ｈ及び同一パルス幅α₀の
ｎ＝20個の矩形波パルスP₁〜P₂₀を、30゜〜150゜の
範囲に配列したものである。第３図Ｂの出力パルス列は、第３図Ａの原形パ
ルス列のパルス配列を変えたと等価なものであ
り、第３図Ａの原形パルス列の30゜〜60゜の範囲に
位置する５個のパルスP₁〜P₅の内の２個のパル
スP₂及びP₄を振幅及び幅を変えずにそれぞれの
位置から30゜に対して対称の位置にそれぞれ移動
させ、また60゜〜90゜の範囲に位置するパルスP₆〜
P₁₀の内のパルスP₈を振幅及び幅を変えずに極性
を反転してそれぞれの位置から0゜方向に60゜移動
させ、また90゜〜120゜の範囲に位置するパルスP₁₁
〜P₁₅の内のパルスP₁₃を振幅及び幅を変えずに極
性を反転してそれぞれの位置から180゜の方向に
60゜移動させ、また120゜〜150゜の範囲に位置するパ
ルスP₁₆〜P₂₀の内のパルスP₁₇及びP₁₉を振幅及び
幅を変えずにそれぞれの位置から150゜に対して対
称の位置にそれぞれ移動させ、且つ90゜を中心に
20個のパルスP₁〜P₂₀を対称に配置したものであ
る。第４図の出力パルス列は、第３図Ｂと同一規則
によつて配置された180゜〜360゜の範囲のパルス列
であり、第３図Ｂのパルス列の極性を反転したも
のに相当する。上述の出力パルス列は、同一パルス幅且つ同一
振幅の矩形波パルスをθsの整数倍の規則性を有し
て配列したものであるから、インバータの出力段
にこのパルス列を得るためのインバータの制御を
極めて容易に達成することが出来る。また出力電
圧の調整は、各矩形波パルスのパルス幅を変える
ことによつて達成されるので、高調波成分の変動
を抑えた状態で出力電圧を容易に調整することが
できる。次に、第３図Ｂ及び第４図のような出力パルス
列によつて正弦波近似出力が得られる理由につい
て述べる。0゜〜90゜の範囲の正弦波（sin）を示す
第５図に於いて、縦軸を正弦波の振幅とし、横動
を位相とし、説明上、図面中にＡ〜Ｔ点を設け、Ｚ＝面積DJRSKED ＝面積EKSTLFE Ｗ＝面積AHBA Ｘ＝面積DJKED ｘ＝面積JRSKJ Ｙ＝面積EKLFE ｙ＝面積KSTLK Ｗ＝ｘ−ｙとすれば、 θ₁＝θ₀ θ₂＝60゜−θ₀ θ₃＝60゜＋θ₀ の関係にあるとき、θ₀の値にかかわらずＷ＝ｘ−ｙ＝Ｙ−Ｘ ……(1) の関係が成り立つ。この(1)式が成立することを次
の(2)〜(11)式で証明する。Ｘ＝∫⁶⁰゜₆₀゜_-〓₀sinθ・dθ ＝〔−cosθ〕⁶⁰゜₆₀°_-〓₀ ＝−cos60゜＋cos（60゜−θ₀） ……(2) Ｙ＝∫⁶⁰゜⁺〓₀〓₀₌₆₀゜sinθ・dθ ＝〔−cosθ〕⁶⁰゜⁺〓₀₆₀° ＝−cos（60゜＋θ₀）＋cos60゜ ……(3) Ｗ＝∫〓₀₀sinθ・dθ＝〔−cosθ〕〓₀₀ ＝−cosθ₀＋cos0゜＝−cosθ₀＋１Ｚ＝θ₀×１＝θ₀ ……(4) ｘ＝Ｚ−Ｘ＝θ₀＋cos60゜−cos（60゜−θ₀）……(5
) ｙ＝Ｚ−Ｙ＝θ₀＋cos（60゜＋θ₀）−cos60゜……(6
) (5)(6)式及び(2)(3)式よりｘ−ｙ＝Ｙ−Ｘ＝−cos（60゜＋θ₀）＋cos60゜＋cos60゜−cos（60゜−θ₀）＝2cos60゜−cos（60゜＋θ₀） −cos（60゜−θ₀）＝１−cos（60゜＋θ₀） −cos（60゜−θ₀） ……(7) cos加法の定理により cos（60゜＋θ₀）＝cos60゜cosθ₀ −sin60゜sinθ₀ ……(8) cos（60゜−θ₀）＝cos60゜cosθ₀ ＋sin60゜sinθ₀ ……(9) (8)(9)式を(7)式に代入すると、 (7)式＝１−cos60゜cosθ₀＋sin60゜sinθ₀ −cos60゜cosθ₀−sin60゜sniθ₀ ＝１−cos60゜cosθ₀−cos60゜cosθ₀ ……(10) cos60゜＝0.5を(10)式に代入すると、 (10)式＝１−cosθ₀＝(4)式＝Ｗ ……(11) となる。ところで、第３図及び第４図に示す方式の各矩
形波パルスの面積は同一である。従つて、第５図
のsin波形の一定角度範囲の面積と第３図の複数
の矩形波パルスの合計面積とを容易に対応させる
ことが可能になる。そこで、30゜〜150゜間にｎ個
の正のパルスから成る原形パルス列を配置し、第
５図のＤ〜Ｅ間及びＥ〜Ｆ間にそれぞれn₀個のパ
ルスが存在したとすれば、 n₀−n_x／n₀＝ｋ（ｚ−ｘ／ｚ）、及び n₀−n_y／n₀＝ｋ（ｚ−ｘ／ｚ）の関係が成立する。但し、n_xは近似正弦波を得る
ためにＤ〜Ｅ間から移動させるパルスの数、n_yは
Ｅ〜Ｆ間から移動させるパルスの数、ｋは０＜ｋ
≦１を満足する定数である。従つて、次の(12)(13)式
の関係が成立する。 n_x＝n₀kx／Ｚ＋n₀（１−ｋ） ……(12) n_y＝n₀ky／Ｚ＋n₀（１−ｋ） ……(13) そこで、Ｄ〜Ｅ間にあるn₀個のパルスのうち(12)
式より得られるn_x個のパルスを各パルス毎に30゜
に対して対称の位置、即ちＡ〜Ｂ間に移しかえＥ
〜Ｆ間にあるn₀個のパルスのうち(13)式より得られ
るn_y個のパルスをパルスの極性を逆にして60゜だ
け0゜方向、即ちＡ〜Ｂ間に移しかえる。そして、
Ａ〜Ｂ間にある正のパルスの実効数をn_wとすれ
ば、このn_wは次式で表わされる。 n_w＝n_x−n_y＝n₀k（ｘ−ｙ）／Ｚ＝n₀k（Ｙ−Ｘ）／Ｚ＝n₀k／Ｚｗ ……(14) n_xを移しかえた後にＤ〜Ｅ間に残るパルスの数
をn_Xとすれば、このn_Xは次式で表わされる。 n_X＝n₀−n_x＝Zn₀／Ｚ−n₀k_x／Ｚ−Zn₀（１−ｋ）／Ｚ＝n₀／Ｚｋ（Ｚ−ｘ）＝n₀k／ＺＸ ……(15) またn_yを移しかえた後にＥ〜Ｆ間に残るパルスの
数をn_Yとすれば、このn_Yは次式で表わされる。 n_Y＝n₀k／ＺＹ ……(16) (14)式、(15)式、(16)式より明らかなようにn_w、n_x、
n_Yは夫々Ｗ、Ｘ、Ｙに比例する。従つて、次式が
成立する。 n_W／Ｗ＝n_X／Ｘ＝n_Y／Ｙ＝n₀k／Ｚ＝Ｋ（定数）……(
17) 各パルスの幅×高さ（振幅）即ちパルスの面積
をａとすれば次式が立する。 an_W／Ｗ＝an_X／Ｘ＝an_Y／Ｙ＝an₀k／Ｚ＝aK……(18
) (18)式はn_x、n_yの値を(12)式(13)式に基づいて定めれ
ばＡ〜Ｂ間、Ｄ〜Ｅ間、Ｅ〜Ｆ間にあるパルスの
実効総面積が同じ区間にある正弦波の面積に夫々
比例することを意味する。更に(18)式はn₀、ａの値
を一定とした場合にｋの値を異なつた値に選ぶこ
とにより比例数Ｋの値を変えれば(18)式の比例関係
を保ちながらＡ〜Ｂ間、Ｄ〜Ｅ間、Ｅ〜Ｆ間の各
区間にあるパルスの実効総面積が変化する。この
ことはｋの値の選び方により出力電圧を任意に設
定出来ることを意味する。上記(17)式、(18)式はθ₀の値が如何なる値の場合に
も成立する。実例としてθ₀＝30゜＝π／６、ｎ＝264、 n₀＝ｎ×30゜／120゜＝66の場合の各値は次の様になる
。Ｚ＝π／６×1.0＝0.5236 Ｗ＝0.1340 Ｘ＝0.366 Ｙ＝0.500 ｘ＝0.1576 ｙ＝0.0236 そして、ｋ＝１の場合のn_xは次の値になる。 n_x＝n₀kx／Ｚ＋n₀（１−ｋ）＝66×１×0.1576／0.
5236 ＋66（１−１）＝19.8655 同様にしてｋ＝１の場合のn_y、n_W、n_X、n_Yは次
の値になる。 n_y＝2.9748 n_W＝n_x−n_y＝19.8655−2.9748＝16.8907 n_X＝n₀−n_x＝66−19.8655＝46.1345 n_Y＝n₀−n_y＝６−2.9748＝63.0252 また、ｋ＝１の場合の(17)式は次のような値にな
る。

【表】理論上は以上のようになるが、n_x、n_yはパルス
の数を表わす数であるから整数でなければならな
い。従つて実用的にはn_x、n_yの値は上記の値の近
似値をとればよい。従つて n_x＝19.8655≒20 n_y＝2.9748≒３にとれば、次の関数が成立する。 n_W＝20−３＝17（正20、負３） n_X＝66−20＝46 n_Y＝66−３＝63

【表】 (20)式は(19)式に比較して比例係数が完全に同一に
はならないが実用的には極めて良好な近似性を現
わしている。次にθ₀＝30゜の場合のn_x＝20、n_y＝３を各30゜以
内のどの位相に選定するかはθ₀の値を変えて前記
と同様の計算をすれば、そのθ₀の値内のn_x、n_yを
求めることが出来る。次の第１表はθ₀＝30゜ θ₀＝
20゜ θ₀＝10゜についてのn_x、n_yの値を示す。第２表
は第１表より求めた各10゜区間にあるn_x、n_yの値
である。

【表】

【表】ｋ＝0.5の場合には次の関係が成立する。 n_x＝42.9328 n_y34.4874

【表】そして、n_x、n_yを整数とするために、n_x＝43
n_y＝34にとれば次の関係が成立する。

【表】 (20)式と(22)式を比較すれば各比例係数の相互近
似性は(22)式の場合は多少悪化する。Ｋの値は(2
２）式の場合は(20)式の場合の半分である。これはｋ
＝0.5にとれば出力電圧はｋ＝１の場合の半分で
あることを意味している。以上のように(12)式、(13)式より求めたn_x、n_yを転
移させれば各区間にあるパルスの実効パルス数、
又はパルスの実効総面積はその区間における正弦
波の面積に近似的に比例する。ｋ＝１の場合の
n_x、n_yを第２表に基づいて選択した時の転移形パ
ルス列がどの程度正弦波に近似するかを第３表に
示す。第３表は基本正弦波の電圧を100％とした
ときの第29次までの各次高調波の電圧を示したも
のである。この表から明らかな様に転移形パルス
列はパルスの配列が90゜に対して対称であるから
偶数次の高調波は含んでいない。また、転移形パ
ルス列は単相の場合でも多相の場合でも線間電圧
に第３次高調波ならびに３の倍数次高調波を含ま
ない。

【表】比較のために、第２図の方式の場合の出力電圧
波形の高調波成分を第４表に示す。この第４表で
は三相線間電圧の場合であるので第３次高調波お
よび３の倍数次高調波が含まれないが、単相の場
合にはこれ等が含まれる。

【表】上述から明らかなように本発明の思想に基づい
てパルスの配列をすれば、位相の任意区間にある
パルスの実効的総面積はその区間に於ける正弦波
の面積に近似的に比例し、その結果、このパルス
列の波形は正弦波に近似する。本方式に於いてパルスを移しかえる前に30゜〜
90゜までに配列された原形パルス列のパルスの数
がパルスを移しかえた後の転移形パルス列の正弦
波への近似性に影を与える。パルスの数が少ない
場合は近似性が悪くパルスのが多くなるに従い近
似性は良くなる。理論的にはパルスの数を無限大
にすれば無限大次の高調波を無視すれば無限に正
弦波に近似する。尚、原形パルス列の60゜〜90゜の
間にあるパルスのうちから転移すべきパルスの数
は30゜〜60゜の間にあるパルスのうちから転移すべ
きパルスの数に比して少ない。従つて原形パルス
列のパルスの数が比較的少ない場合は必ずしも
60゜〜90゜の間にあるパルスを転移する必要はな
い。なお30゜〜60゜間より転移されたパルスと60゜〜
90゜間より転移されたパルスとが同位相に転移さ
れることがあり得る。この場合、極性が逆向きの
ため実質的には両パルスとも転移後消滅したこと
になる。しかし特許請求の範囲に於いては両パル
スとも高さ方向が逆向きになつて存在するという
立場でパルスの数を表現してある。更にパルスの
幅がθsに等しい場合隣りのパルスと接触し、見掛
上複数個のパルスが合体し１個のパルスと見なさ
れるが、この場合はパルス幅がθsのパルスが複数
個存在するものとみなす。以上の諸事項は90゜に
対して全く対称の関係にある90゜〜180゜までの間
に於いても全同じである。第６図は本方式の回路図であり、第７図は第６
図の各部の状態を示す図である。第６図に於い
て、１は積分電圧入力端子であり、この実施例で
はインバータの入力電圧に対応する直流電圧を供
給する端子である。入力端子１から供給された電
圧はのこぎり波発生回路２に送られ、演算増幅器
３を介して積分コンデンサ４に供給され、ここで
積分される。コンデンサ４には放電用のトランジ
スタ５が並列接続されているので、トランジスタ
５のオン・オフ周期に同期して第７図ののこぎり
波V_Aが発生する。６は出力周波数指示電圧入力
端子であり、ここから供給された指示電圧はＶ−
Ｆ変換器７で周波数信号に変換され、指示された
周波数に対応する周期でパルスを発生する。Ｖ−
Ｆ変換器７の出力パルスはカウンタ８にクロツク
パルスとして入力すると共に、トランジスタ５の
ベースに入力する。第７図の例では0゜〜180゜の期
間に30個のパルスがθsの周期で発生し、30個のの
こぎり波V_Aが発生する。９は電圧コンパレータ
であつて、制御電圧入力端子１０から付与される
制御電圧V_Rとのこぎり波V_Aとの比較出力を発生
するものである。第７図のV_Pから明らかなよう
にこの実施例ではのこぎり波V_Aが制御電圧V_Rよ
りも低い期間に低レベルとなる比較出力V_Pを発
生する。即ち第７図の0゜〜180゜（t₀〜t₁）に周基θs
で30個の矩形波パルス出力V_Pが発生する。１１はメモリであり、本発明の思想に基づいて
インバータの出力ラインＵ，Ｖ，Ｗの各線間電圧
V_UV，V_VW，V_WUが第７図に示すパルス列となる
ようにインバータのトランジスタQ₁〜Q₆を制御
するためのデータを記憶する。この例では、メモ
リ１１は第７図から明らかなようにアドレス０か
らアドレス59までの合計60番地とアドレス59の次
に設けられたカウンタリセツト用アドレス60を有
し、ここにはリセツト信号が記憶されており、ア
ドレス60に切替つた瞬間にラインM₃からカウン
タ８のリセツト信号が発生し、アドレス０に切り
替わる。尚各アドレス０〜60は９ビツトのデータ
を記憶し、このデータは９ビツトに対応した９本
の出力ラインM₁〜M₉で読み出される。尚メモリ
１１からのデータの読み出しはのこぎり波V_Aの
周期θsと同一のクロツクでなされる。即ち、カウ
ンタ８のアドレス指定に基づいて順次に行われ
る。１２は三相インバータの制御信号を形成するた
めの分配用論理回路であり、８つのANDゲート
A₁〜A₈と、６つのORゲートB₁〜B₆と、１つの
インバータC₁とから成る。尚ANDゲートA₈は下
側の入力端子が反転入力端子となつている。ま
た、メモリ出力ラインM₁〜M₆はANDゲートA₁
〜A₆の一方の入力端子に結合され、このANDゲ
ートA₁〜A₆の他方の入力端子にはコンパレータ
９の出力を反転するインバータC₁の出力端子が
結合されている。また、ANDゲートA₁〜A₆の出
力はORゲートB₁〜B₆を介してトランジスタQ₁〜
Q₆のベースに結合されている。ANDゲートA₇の
一方の入力端子はコンパレータ９の出力端子に結
合され、他方の入力端子はメモリ出力ラインM₇
に結合され、この出力端子はORゲートB₁〜B₃の
入力端子に結合されている。ANDゲートA₈の一
方の入力端子はコンパレータ９の出力端子に結合
され、他方の反転入力端子はメモリ出力ライン
M₇に結合され、出力端子はORゲートB₄〜B₆に
結合されている。メモリ１１の各アドレスには第
７図のM₁〜M₉の欄に示すようにＨ、Ｌでデータ
が書き込まれており、周期θsのクロツクに基づく
アドレス指定でアドレス０から60までのデータが
順次に読み出される。そして、メモリ出力ライン
M₁〜M₆の出力とコンパレータの出力V_Pとに基づ
いて、トランジスタQ₁〜Q₆の制御信号を発生し、
制御信号が高レベルの期間にトランジスタQ₁〜
Q₆がオンになる。尚第７図にはトランジスタQ₁，
Q₃，Q₅の制御信号が示され、Q₂，Q₄，Q₆の制御
信号は独立に示されていないが、Q₂はQ₁と反対
動作、Q₄はQ₃と反対動作、Q₆はQ₅と反対動作と
なる。トランジスタQ₁〜Q₆が第７図に示す制御
信号で制御されると、出力ラインＵ，Ｖ，Ｗの線
間の出力電圧波形は、第７図のV_UV，V_VW，V_WU
となる。即ち、各線間の電圧波形は第３図で示し
た波形と同じになる。尚、メモリ１１の出力ラインM₈はカウンタ８
のリセツト端子に結合され、最終アドレス59の次
に付加されている付加アドレス60に書き込まれて
いるリセツト信号が読み出された時にカウンタ８
をリセツトする。これにより、再び最初のアドレ
ス０からデータが読み出される。メモリ１１の出
力ラインM₉は、制御電圧入力端子１０のライン
の抵抗１３に並列接続されたトランジスタ１４の
ベースに結合されている。このため、メモリ出力
ラインM₉から第７図にすような出力が順次に発
生すると、これに応じてトランジスタ１４がオン
オフし、制御電圧V_Rの値が変化する。従つて、
特定位置の出力パルスの幅を変えることが可能に
なる。尚、制御電圧V_Rを変える必要のない場合
には、メモリ出力ラインM₈の値は常に一定に保
たれる。上述から明らかなように、本実施例によれば、
次の利点が得られる。 (a) θsの整数倍の間隔で矩形波出力パルスが配列
されているので、出力パルスを得るためのイン
バータのスイツチング制御が容易になる。 (b) 実質的に面積の等しい複数のパルスの配列に
よつて正弦波近似出力を得るので、位相の任意
区間に於ける複数パルスの実効的総面積をその
区間に於ける正弦波の面積に近似させることが
容易になり、正弦波近似出力が容易に得られ
る。 (c) 各出力パルスの立上り位相は出力電圧、出力
周波数に無関係に常に一定であり且つ各出力パ
ルスの立上り間隔がθsの整数倍であり、更に立
上り位相及びパルス間隔が予め決められた固定
値である。このため、パルスの立ち上がり位相
の制御は極めて普遍的なデジタル技術、又はア
ナログ技術によつて極めて容易に実現すること
が可能であり、更に立ち上がり以後のパルス幅
の制御も容易であり特に多相出力の場合その効
果が大きい。 (d) 本実施例では入力端子１にインバータの電源
Ｅの直流電圧を供給するように構成しているの
で、インバータ入力電圧の変動によるインバー
タ出力電圧の変動を制限することが出来る。即
ち、入力電圧が例えば低下すると、積分コンデ
ンサ４の入力電圧も低下し、第７図に示すのこ
ぎり波V_Aの傾斜がゆるくなる。この結果、イ
ンバータ出力電圧のパルスの幅が広くなる。し
かし、入力電圧が低下し出力パルスの振幅が小
さくなつているので、出力パルスの面積はほぼ
一定に保たれ、出力電圧の変動及び高調波成分
の変動が実質的に生じない。このような動作
は、インバータ電源Ｅが脈動電圧を供給する場
合に於いても生じる。従つて、入力電圧の脈動
を含めた電圧変動が出力側に現われないという
大きな利点がある。 (e) メモリ出力ラインM₉によつて制御電圧V_Rの
レベルを切換えて特定パルスの幅を制御するこ
とが出来るので、正弦波近似性を高める制御を
容易に達成することができる。以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものではなく、更に変形可
能なものである。例えば、第６図に於いて、制御
電圧入力端子１０からコンパレータ９に供給する
電圧V_Rを一定基準電圧とし、入力端子１から供
給する電圧を出力電圧指示電圧としてもよい。即
ち、第７図ののこぎり波V_Aの傾きを出力電圧に
応じて変化させ、インバータ出力パルスの幅を変
えるようにしてもよい。また端子１又は１０の電
圧をインバータの出力電圧の検出に基づいて供給
し、閉ループ制御としてもよい。また、単相イン
バータにも勿論適用可能である。またサイリスタ
等のスイツチング素子を使用するインバータにも
適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はインバータを示す回路図、第２図は従
来のPWM制御方式を示す波形図、第３図は本発
明の実施例に係わるインバータの出力電圧を説明
するための波形図であり、Ａは原形パルス列、Ｂ
は出力パルス列を示す波形図、第４図は本発明の
実施例の180゜〜360゜区間の出力パルス列を示す波
形図、第５図は正弦波の面積と本発明の出力パル
スとの関係を示すための波形図、第６図は本発明
の実施例に係わるインバータを示す回路図、第７
図は第６図の各部の状態を示す波形図である。尚図面に用いられている符号に於いて、１は積
分電圧入力端子、２はのこぎり波発生回路、９は
コンパレータ、１０は制御電圧入力端子、１１は
メモリ、１２は論理回路、Q₁〜Q₆はトランジス
タである。

Claims

【特許請求の範囲】

１単相又は多相の直流交流変換装置の単相出力
電圧又は多相の線間出力電圧の０度〜180度の範
囲の波形が、120度／ｎ（但しｎは整数）の所定角
度間隔θsよりも大きくない同一のパルス幅を有す
るｎ個の矩形波パルスを30度〜150度の範囲に前
記の所定角度間隔θsの繰返し周期で、90度に対し
て対称に配列した原形パルス列における、30度〜
60度の範囲に位置するパルスの内の任意の１個又
は複数個を振幅及びパルス幅を変えずにそれぞれ
の位置から30度に対して対称の位置にそれぞれ移
動させ、60度〜90度の範囲に位置するパルス内の
任意の１個又は複数個のパルスを振幅及びパルス
幅を変えずに極性を反転してそれぞれの位置から
０度方向へ60度移動させ、90度〜120度の範囲に
位置するパルスの内の任意の個数のパルスを振幅
及びパルス幅を変えずに極性を反転してそれぞれ
の位置から180度の方向に60度移動させ、120度〜
150度の範囲に位置するパルスの内の任意の１個
又は複数個のパルスを振幅及びパルス幅を変えず
にそれぞれの位置から150度に対して対称の位置
にそれぞれ移動させ、且つ90度を中心にしてｎ個
のパルスを対称に配置したと等価なパルス列とな
り、前記単相出力電圧又は線間出力電圧の180度
〜360度の範囲の波形が前記０度〜180度の範囲の
パルス列を極性反転したと等価なパルス列となる
ように前記直流交流変換装置を制御して直流を正
弦波に近似した交流に変換することを特徴とする
直流交流変換方式。