JPH056272B2 - - Google Patents

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JPH056272B2
JPH056272B2 JP56131628A JP13162881A JPH056272B2 JP H056272 B2 JPH056272 B2 JP H056272B2 JP 56131628 A JP56131628 A JP 56131628A JP 13162881 A JP13162881 A JP 13162881A JP H056272 B2 JPH056272 B2 JP H056272B2
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JP
Japan
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signal
circuit
video
phase
output
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JP56131628A
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Tsutomu Fukui
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Pentax Corp
Original Assignee
Asahi Kogaku Kogyo Co Ltd
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Publication date
Application filed by Asahi Kogaku Kogyo Co Ltd filed Critical Asahi Kogaku Kogyo Co Ltd
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Priority to DE3230732A priority patent/DE3230732C2/de
Priority to US06/409,827 priority patent/US4555734A/en
Priority to CA000409934A priority patent/CA1214869A/en
Priority to NL8203308A priority patent/NL8203308A/nl
Publication of JPS5835703A publication Critical patent/JPS5835703A/ja
Publication of JPH056272B2 publication Critical patent/JPH056272B2/ja
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    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/22—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor for reducing distortions
    • G11B20/225—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor for reducing distortions for reducing wow or flutter
    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/02—Analogue recording or reproducing
    • G11B20/06—Angle-modulation recording or reproducing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N9/00—Details of colour television systems
    • H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
    • H04N9/87—Regeneration of colour television signals
    • H04N9/88—Signal drop-out compensation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N9/00—Details of colour television systems
    • H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
    • H04N9/87—Regeneration of colour television signals
    • H04N9/89—Time-base error compensation
    • H04N9/893—Time-base error compensation using an analogue memory, e.g. a CCD shift register, the delay of which is controlled by a voltage controlled oscillator

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Television Signal Processing For Recording (AREA)
  • Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
  • Optical Recording Or Reproduction (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、ビデオデイスクからの検出FM信
号を処理して再生する記録情報の再生装置に関す
るものである。
一般に、復調されたビデオFM信号にはドロツ
プアウトの原因となるノイズ成分やビデオデイス
クの偏心、その取付部における機械的精度の不良
などによる時間軸誤差が含まれている。
したがつて、良好な再生画像を得るためにはそ
れらのノイズ成分や時間軸誤差に対応した信号処
理がなされる必要がある。
従来、復調ビデオ信号などの信号処理を行なう
手段としてはたとえば特開昭55−58681号公報に
記載されているようなものが知られている。これ
によると検出FM信号のバースト信号と基準周波
数信号との位相比較を行ない、これによつて得ら
れた時間軸誤差信号を駆動回路を介してCCD（チ
ヤージ・カプルド・デバイス）等により構成され
た可変遅延回路に供給するという閉ループ系を備
える。一方、復調ビデオ信号の水平同期信号と基
準周波数信号との位相比較を行ない、これによつ
て得られた時間軸誤差信号と閉ループ系の誤差信
号とを加算して可変遅延回路に供給するという開
ループ系を備えている。
すなわち、閉ループ系および開ループ系を併用
することにより前者で微細な時間軸誤差の補正を
行ない、後者で粗大な時間軸誤差の補正を行なう
ようにしている。
しかしながら、このような従来手段によると高
利得を必要とする多重閉ループ系の採用を回避で
きるものの、CCD等の特性上変調可能な遅延量
を拡大するにはCCD等の遅延段数を増大させる
必要があり、製造上およびコスト上の難点があつ
た。また、粗大な時間軸誤差の補正を行なうとそ
の補正後のビデオ信号に不要な直流変動成分が含
まれ、再生画像のフリツカーの原因となり易かつ
た。さらに、ドロツプアウト補正を行なう場合、
ドロツプアウト補正回路に検出FM信号を１水平
同期期間（いわゆる1H）遅延させるための1H遅
延線を設ける必要があつた。しかしながら、1H
遅延線はガラスを伝播媒体とした超音波遅延素子
から成るものできわめて高価なものである。しか
も、この1H遅延線による信号の伝送帯域幅は
1.5MHz程度であつてカラーの再生画像を得るに
は適さないものである。かつ1H遅延線による遅
延量は1H期間に固定されたもので回路構成上こ
の期間より長いドロツプアウトの補正を行なうこ
とはできない。
他の従来例として、復調ビデオFM信号に含ま
れる水平同期信号のタイミングエツジをバースト
信号中の１個のタイミングエツジと置換し、この
置換したタイミング信号を基準のタイミング信号
と位相比較して微細な時間軸誤差信号を得るよう
にしたものが知られている。そして、このように
して得られた時間軸誤差信号によりビデオデイス
クを回転させるスピンドルモータおよびビデオデ
イスクから検出FM信号を取り出すレーザ光の走
査位置を動かすタンジエンシヤルミラーの各時間
軸補正を多重閉ループの採用により行なおうとす
るものである。
しかしながら、このような手段によると多重閉
ループの採用に伴なう不安定性を解消せさるに必
要な回路を付加しなければならない。また、バー
スト信号による検出可能な時間軸誤差を等価的に
水平同期信号による検出可能な範囲まで拡大した
こと、およびバースト信号中の１個のタイミング
エツジのみを取り出していることにより、位相比
較回路におけるカラーバーストの位相誤差検出に
対する検出感度が低下する。したがつて、時間軸
誤差信号のSN比が悪くなり、スピンドルモータ
およびタンジエンシヤルミラーの各サーボ系に対
する各種の外乱が入り易くなる。また、垂直ブラ
ンキング区間には水平同期期間におけるようなバ
ースト信号が存在しないため、タンジエンシヤル
ミラーがノイズによる変調を受けて復調オーデイ
オ信号に悪影響を及ぼし良好な再生音が得られな
い。
この発明の目的は、このような問題点を解決す
ると共に、ドロツプアウトの補正、粗大な時間軸
の補正、微細な時間軸の補正など、多目的な補正
ができ、しかも簡単な回路構成となる記録情報の
再生装置を提供することにある。
この目的を達成するために、この発明は、ビデ
オFM信号を復調してビデオ信号を出力するビデ
オFM信号復調回路を備えるビデオ信号処理手段
と、ビデオ信号処理手段の後段に設けられ、この
ビデオ信号処理手段の出力信号を制御信号により
遅延する第１の可変遅延手段と、この第１の可変
遅延手段の後段に設けられ、この第１の可変遅延
手段の出力信号を制御信号により遅延する第２の
可変遅延手段と、所定周波数の基準信号を発生す
る基準信号発生手段と、基準信号に基づいてビデ
オ信号の補正を行う粗大時間軸および微細時間軸
補正手段とを有する。
さらに、粗大時間軸補正手段は、ビデオ信号処
理手段の出力信号と第１の可変遅延手段の出力信
号とを位相比較して位相誤差を出力する第１の位
相比較部と、この第１の位相比較部の出力信号と
基準信号とビデオ信号処理手段からの出力信号と
に基づいて粗大な時間軸補正制御を行うサーボ制
御部とを有する。
また、微細時間軸補正手段は、第２の可変遅延
手段の出力信号の位相誤差を検出する位相誤差検
出部と、第１と第２の可変遅延手段へ制御信号を
供給する電圧制御発振部と、この電圧制御発振部
の出力信号と基準信号との位相を比較して位相誤
差を出力する第２の位相比較部と、この第２の位
相比較部の出力信号と位相誤差検出部の位相誤差
とを加算し、電圧制御発振部へ供給する加算部と
を備えるフエーズロツクド・ループ回路とを有す
る。
以下、この発明の一実施例につき説明する。
まず、第１図に示す基本的構成につき説明す
る。
回転記録媒体としてのビデオデイスクから検出
されたビデオFM信号は入力端子Ｋに供給され
る。このビデオFM信号はたとえばNTSC方式に
よるカラービデオ情報およびオーデイオ情報を含
んだ周波数変調信号である。入力端子Ｋに供給さ
れたビデオFM信号はビデオFM復調回路１にて
ビデオ信号に復調される。また、検出FM信号は
ドロツプアウト検出回路２に供給されビデオFM
信号に含まれるドロツプアウトの時点が検出され
る。このドロツプアウト検出回路２はドロツプア
ウトスイツチ２１を制御し、このスイツチ２１は
入力端ａに供給される復調ビデオ信号のドロツプ
アウト時に端子ｂに切換えるようにされている。
ドロツプアウトスイツチ２１の出力端ｃは２段に
構成された第一及び第二可変遅延回路４，５に接
続されている。そして、第二可変遅延回路５を通
過した復調ビデオ信号はビデオ信号増幅回路１５
を介してビデオ信号出力端Ｖに供給され、この出
力端Ｖにテレビモニター等の再生機を接続すると
再生画像が得られる。
第一及び第二の可変遅延回路４，５はCCDあ
るいはBBD（バケツト・プリゲイド・デバイス）
などのアナログ信号の遅延線であつて転送クロツ
クの周波数によつて遅延量が変化するようになつ
ている。各可変遅延回路４，５にには駆動回路６
が接続されている。この駆動回路６は電圧制御発
振器７からTTL（トランジスタ・トランジスタ・
ロジツク）レベルで入力される単一クロツク信号
を複数のタイミングパルスに変換する回路であ
り、各可変遅延線４，５を駆動させるためのいわ
ゆるインターフエイス回路である。
電圧制御発振器７は加算器８の出力端と接続さ
れ、この加算器８の第一入力端８ａには積分回路
１１を介して位相比較回路１０の出力端が接続さ
れている。この積分回路１１は周波数特性を直流
的な超低域に限定するためのものである。位相比
較回路１０の一方の入力端には分周回路９を介し
て電圧制御発振器７の出力端が接続され、その他
方の入力端には基準信号発生回路１２の出力端が
接続されている。すなわち、電圧制御発振器７、
加算器８、分周回路９、位相比較回路１０、およ
び積分回路１１で構成されるループ回路はいわゆ
るPLL（フエーズロツクド・ループ）回路を構成
している。
ところで、各可変遅延回路４，５における通過
信号の遅延量τ、転送クロツク周波数C、および
転送段数Ｎの間には次の関係がある。
τ＝Ｎ／C ……(1) ここで、転送クロツク周波数CはPLL回路の出
力により得られるものであり、この転送クロツク
周波数Cは基準信号発生回路１２の発振周波数R
に同期させられる。
そこで、分周回路９の分周段数をｎとすると C＝ｎ・R ……(2) の関係が得られる。
この(2)式を上述した(1)式に代入すると τ＝Ｎ／ｎ・R ……(3) の関係を得る。
したがつて、各可変遅延回路４，５の全遅延量
は基準信号発生回路１２の発振周波数Rにより制
御されることとなる。
一般に、ビデオ信号のドロツプアウト補正では
ドロツプアウト時に１水平同期期間前すなわち
1H前のビデオ信号と置換するようにしている。
そのため、ドロツプアウト補正時には遅延量τを
1Hすなわち水平同期信号周波数H（15.75KHz）の
逆数に等しくさせれば良い。この結果次の(4)式が
得られる。
τ＝１／H＝Ｎ／ｎ・R ……(4) したがつて、分周回路の分周段数ｎは ｎ＝H／RＮ ……(5) となる。分周段数ｎは回路構成上整数である必要
があるから発振周波数Rは水平同期周波数Hの整
数倍となるように選ばれる。
次に、可変遅延回路５から得られる遅延出力は
固定遅延回路３を介してドロツプアウトスイツチ
２１の端子ｂに帰還する。この場合、NTSC方式
におけるビデオ信号では周波数インターリビング
により1H毎にクロマ信号の位相が反転している
ので、固定遅延回路３によりクロマ信号の位相の
半周期分だけさらに遅延させる。これによりドロ
ツプアウト補正時点におけるクロマ信号の位相合
わせができカラー領域までの補正が可能となる。
可変遅延回路４，５の各入力端に接続される水
平同期分離回路１６，１７は、可変遅延回路４の
遅延時間１／２Ｈを基準として再生検出FM信号の 周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路１８に
接続されている。なお、可変遅延回路４の遅延時
間２／１Ｈは、上述したPLL回路により基準信号発 生回路１２の基準時間軸で一定に保たれている。
すなわち、再生検出FM信号の時間軸が基準信号
発生回路１２の時間軸と一致している場合は水平
同期分離回路１６，１７の各出力端の位相差は
180゜に保たれている。しかし、再生検出FM信号
の時間軸が基準信号発生回路１２の時間軸とずれ
た場合は、各水平同期分離回路１６，１７の出力
端の位相差がずれた時間軸すなわち周波数のずれ
に応じて180゜の前後で変化する。こうして得られ
る位相差を電圧に変換することにより再生検出
FM信号の粗大な周波数誤差信号を出力端Ｆから
得ることができる。この周波数誤差信号を後述す
る水平同期誤差回路と共にビデオデイスクのスピ
ンドルモータサーボ系に供給することによりいわ
ゆるモータサーボを行なうことができる。
次に、水平同期分離回路１６の出力端は位相誤
差検出回路１９の一方の入力端に接続され、その
他方の入力端には基準信号発生回路１２の出力端
が接続されている。この位相誤差検出回路１９は
上述した周波数誤差検出回路１８と同様にサンプ
ルホールド方式あるいはPWM（パルス幅変調）
方式などの位相比較回路で構成される。
位相誤差検出回路１９の出力端Ｄから得られる
水平同期位相誤差信号はビデオデイスクプレーヤ
のタンジエンシヤルミラーを制御するサーボ系に
供給される。
こうして、ビデオFM信号の時間軸が基準信号
発生回路１２の基準時間軸と一致するように粗大
な時間軸誤差の圧縮が行なわれる。
次に、第二可変遅延回路５の出力からビデオ信
号に含まれるカラーバースト信号が抽出され、こ
の信号の位相とたとえば基準信号発生回路１２の
基準位相と比較してその位相差を電圧に変換する
ようバースト位相誤差検出回路１３が設けられて
いる。このバースト位相誤差検出回路１３によつ
て検出されたバースト位相誤差電圧はカツプリン
グコンデンサCCを介して交流成分のみが加算器
８の入力端８ｃに加えられる。こうして、バース
ト位相誤差検出回路１３、カツプリングコンデン
サCC、加算器８、上述した電圧制御発振回路７、
駆動回路６、第一及び第二可変遅延回路４，５で
構成されるループ回路は、バースト信号の位相精
度まで微細な時間軸補正を行なう微細時間軸補正
回路である。
この微細時間軸補正回路を設けることにより、
周波数誤差信号および水平同期位相誤差信号によ
つて制御されるスピンドルモータおよびタンジエ
ンシヤルミラーの多重閉ループサーボ系と分離し
て微細時間軸補正を行なうことができ、系全体の
安定化を図ることができる。したがつて、各種の
外乱による影響を排除することができ、高品質の
再生画像を得ることができる。
次に、加算器８の入力端８ｂには変調波形発生
回路１４の出力が供給される。変調波形発生回路
１４はジヤンプパルス入力端子Ｊからのジヤンプ
信号を受けて15Hzでデユーテイ比0.5の矩形波を
出力する。つまり、たとえばCAV（定角速度）の
光学式ビデオデイスクのストツプモーシヨン再生
時において、再生画像の１フレーム毎にクロマ信
号が反転することによりビデオドイスクを走査す
るレーザビームのトラツクのジヤンプ時にカラー
クロマ信号が不連続となる。この不連続により再
生画像の色むらやちらつきが起るので、これを防
止するため、ジヤンプ時のタイミングで可変遅延
回路４，５の遅延時間をバースト信号の半周期分
だけ変調させる必要がある。この変調信号が変調
波形発生回路１４から得られるようになつてい
る。
ところで、スピンドルモータおよびタンジエン
シヤルミラーの多重ループサーボ系には前述した
ように変動範囲の大きい粗大な時間軸誤差を圧縮
する制御信号が加えられているので、オーデイオ
FM復調回路２０に供給される検出FM信号は十
分な時間軸補正がなされている。したがつて、オ
ーデイオ復調回路２０で復調されたオーデイオ信
号はワウフラツタ成分をほとんど含まず、しかも
垂直ブランキング期間でのノイズの重畳がなくな
り良好な再生音が得られる。
つまり、可変遅延線４は粗大な時間軸補正に用
いられ、可変遅延線４，５は微細な時間軸補正に
用いられる。
次に、時間軸補正による可変遅延回路４，５の
遅延量と電圧制御発振器７の制御電圧VCすなわ
ち時間軸誤差電圧との関係につき述べる。
通常の電圧制御発振器７は発振周波数Cが制御
電圧VCに対して直線的に変化する。したがつて、
発振周波数Cの中心周波数を0とすると C＝0＋VC・Δ ……(6) の関係を得る。ここで、VC・Δは発振周波数C
の変化分である。
この(6)式を上述した(1)式に代入すると τ＝Ｎ／0＋VC・Δ＝Ｎ／0｛１−VC・Δ／
0＋〔VC・Δ／0〕2−…｝……(7) が得られる。したがつて、発振周波数Cの変化分
が十分に小さく １≫VC・Δ／0 ……(8) が成立すると、(7)式は τ≒Ｎ／0〔１−VC・Δ／0〕 ……(9) となる。ここで、係数Ｎ／0は上述したPLL回路に より直流的に制御される１水平期間の遅延量τHに
等しくなる。よつて、時間軸補正に係る遅延時間
変動成分Δτは Δτ＝Ｎ・VC・Δ／0 2 ……(10) となる。
(10)式が成立することにより、(8)式の条件の下で
はΔτは制御電圧VCに対し直線的に変化するので、
サーボ系の特性上の不都合は生じない。
以上は、この発明の基本的構成であるが以下に
詳細な実施例を第２図に基づいて説明する。なお
重複した説明は省略する。
入力端子Ｋに供給された検出FM信号は周波数
特性補正回路１０１に供給される。この周波数特
性補正回路１０１の出力はビデオFMフイルタ回
路１０２、オーデイオFMフイルタ回路１５１、
およびリミツタ回路１０６に夫々供給され、オー
デイオFMフイルタ回路１５１の出力はオーデイ
オ復調回路に供給される。また、ビデオFMフイ
ルタ回路１０２の出力はリミツタ回路１０３を介
してビデオFM復調回路１０４に供給され、この
ビデオFM復調回路１０４の出力はビデオフイル
タ回路１０５に供給される。一方、リミツタ回路
１０６の出力はドロツプアウト検出回路１０７に
供給される。
ビデオフイルタ回路１０５の出力はドロツプア
ウトスイツチ回路１４８の一方の入力端１４８ａ
に供給され、ドロツプアウトスイツチ回路１４８
はドロツプアウト検出回路１０７の出力により制
御される。ドロツプアウトスイツチ回路１４８の
出力端１４８ｃはたとえば転送段数９１０の２分
割CCD遅延線１０８に接続され、このCCD遅延
線１０８はCCD駆動回路１２９により２相のク
ロツクで駆動される。CCDはサンプリングデバ
イスであるため折り返し雑音が生じ、その出力に
は転送クロツクが重畳される。これを除去するた
めドロツプアウトスイツチ回路１４８の入力端１
４８ａにビデオフイルタ１０５が接続され、
CCD遅延線１０８の出力端にクロツクフイルタ
１０９が接続される。このクロツクフイルタ１０
９の出力側にはカラーバースト信号の半周期分
（140πsec）だけ遅延させる固定遅延線１４７が接
続され、この固定遅延線１４７はドロツプアウト
スイツチ１４８の他方の入力端１４８ｂに接続さ
れている。
クロツクフイルタ１０９の出力はデエンフアシ
ス回路１１０に供給されて復調ビデオ信号の記録
時固波数特性を等価し、このデエンフアシス回路
１１０の出力をビデオ処理回路１１１に供給す
る。そして、このビデオ処理回路１１１で文字挿
入、スケルチ等の処理を受けたビデオ信号はビデ
オ信号出力端子Ｖに供給される。
また、クロツクフイルタ１０９の出力はビデオ
信号からカラーバースト信号を取り出すためのバ
ンドパスフイルタ１１２に供給され、さらにバー
ストゲート回路１１３を介してリミツタ１１４に
供給される。こうしてカラーバースト信号を
TTLレベルに変換する。なお、バーストゲート
回路１１３はバーストゲートパルス発生回路１４
９に接続され、水平同期信号からタイミングのず
れたバーストゲート信号を得るようにしている。
リミツタ１１４の出力は位相比較回路１１５の
一方の入力端に供給され、その他方の入力端には
バースト信号の平均周波数で発振する電圧制御水
晶発生回路１２０の出力が供給される。位相比較
回路１１５の出力はフイルタ増幅回路１１６を介
してサンプルホールド回路１１７に供給され、こ
のサンプルホールド回路１１７の出力はローパス
フイルタ１１８およびアンプ１１９を介して電圧
制御水晶発生回路１２０に供給されている。この
ように、ローパスフイルタ１１８により電圧制御
水晶発生回路１２０に加わる誤差信号成分が超低
域成分に限定されるためサンプルホールド回路１
１７の出力におけるバースト位相誤差は交流的な
変動分のみを検出することができる。また、サー
プルホールド回路１１７の出力は時間軸補正ルー
プにおけるサーボ特性を補償する位相補償回路１
２１に供給され、この位相補償回路１２１の出力
はカツプリングコンデンサCCおよびループスイ
ツチLSを介して加算器１２３に供給される。
加算器１２３の出力は電圧制御発振器１２４に
供給され、電圧制御発振器１２４の出力は分周回
路１２５を介して位相比較回路１２６の一方の入
力端に供給される。位相比較回路１２６の他方の
入力端には2Hで発振する基準周波数発生回路１
２８の出力が供給され、位相比較回路１２６の出
力は積分回路１２７を介して加算器１２３の第一
入力端１２３ａに供給される。こうしてフエーズ
ロツクド・ループ回路が構成され、この出力は
CCD駆動回路１２９を介して可変遅延回路１０
８を駆動する。
基準周波数発生回路１２８の発振周波数2Hは
半分周回路１３０にてHに分周され、この周波数
Hの出力を鋸歯状波変換回路１３１に供給し水平
同期信号の位相誤差検出のため鋸歯状波に変換さ
れる。そして、この鋸歯状波をサンプルホールド
回路１３９に供給し、その出力が水平同期位相誤
差信号出力端子Ｄに供給される。
ドロツプアウトスイツチ回路１４８の出力端１
４８ｃすなわち第一可変遅延線１０８ａの入力
端、およびこの遅延線１０８ａの出力端は2MHz
ローパスフイルタ１３２，１３３に夫々接続され
ている。これにより復調ビデオ信号から同期信号
だけが分離され易くなる。ここで、各ローパスフ
イルタ１３２，１３３に供給される信号は互に
１／２Ｈだけ時間差がある。各ローパスフイルタ１ ３２，１３３を通過した信号は同期分離回路１３
４，１３５、および１／２Ｈリジエクシヨン回路１ ３６，１３７に夫々供給され分離された水平同期
信号が得られる。１／２Ｈリジエクシヨン回路１３ ６から得られる水平同期信号はサンプルホールド
パルス発振回路１３８を介してサンプルホールド
回路１３９に供給される。このサンプルホールド
回路１３９には上述した鋸歯状波変換回路１３１
の出力が供給されているから、水平同期信号と鋸
歯状波との位相差に応じた電圧がサンプルホール
ドされ、水平同期信号位相誤差信号が出力端Ｄか
ら得られる。
各１／２Ｈリジエクシヨン回路１３６，１３７か ら得られる２種の水平同期信号はエツジ検出回路
１４０，１４１に夫々供給され、各タイミングエ
ツジが検出される。そして、これらのタイミング
エツジはたとえばＲ−Ｓフリツプフロツプのよう
な検出論理回路１４２に供給されて夫々の位相差
に応じたパルス幅変調波に変換される。このパル
ス幅変調波はチヤージポンプ回路１４３でアナロ
グ的な周波数誤差信号電圧に変換され出力端子Ｆ
に供給される。
また、同期分離回路１３４，１３５の出力のう
ち垂直ブランキング期間の垂直同期信号を取り出
すため、たとえばノアゲートのようなゲート回路
１４４でタイミングの一致した部分を１／２Ｈのパ ルス列として取り出す。これをたとえば単安定マ
ルチ回路のような垂直同期発生回路１４５に供給
してデジタル的に積分することにより垂直同期信
号が得られる。この垂直同期信号は精度の良い基
準信号として用いることができるので、ストツプ
モーシヨン再生時あるいは挿入データの抜き取り
などの基準時間に使えるよう垂直同期信号出力端
子V0に供給される。
１／２Ｈリジエクシヨン回路１３６の出力はバー ストゲートパルス発生回路１４９に供給され、こ
の発生回路１４９の出力をサンプルホールドパル
ス発生回路１５０に供給してバースト信号誤差の
検出に用いるサンプルホールド回路１１７のサン
プルホールドパルスを発生させている。なお、サ
ンプルホールドパルス発生回路１５０には上述し
た垂直同期発生回路１４５の垂直同期信号が供給
され垂直ブランキング期間におけるサンプルホー
ルドパルスの発生を阻止するようにしている。
ストツプモーシヨン再生時に必要なジヤンプパ
ルスはジヤンプパルス入力端子Ｊに供給されジヤ
ンプ補正回路１２２を介して加算器１２３の入力
端１２３ｂに供給される。
なお、この実施例において基準周波数発生回路
１２８の発振周波数Hを2Hに選ぶと(5)式により
分周回路１２５の分周段数は455となる。したが
つて、電圧制御発振器１２４の中心周波数0は(2)
式により14318MHzすなわち910Hとなる。
本発明に係わる記録情報の再生装置は、以上説
明したように、時間軸補正として第１および第２
の可変遅延手段を用い、第１の可変遅延手段をス
ピンドルモーターサーボ、タンジエンシヤルミラ
ーサーボ等に用いる粗大な時間軸補正用とし、第
１および第２の可変遅延手段をカラーバースト信
号の位相誤差補正用等に用いる微細な時間軸補正
用としたので、２つの可変遅延手段を有機的に結
合させて時間軸補正の安定度を向上することがで
きるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の実施例の基本的構成を示す
ブロツク図、第２図は第１図のブロツク図をさら
に詳細に示すブロツク図である。 ４，５，１０８……可変遅延回路、｛７，１２
４……電圧制御発振器、１０，１２６……位相比
較回路｝（フエーズロツクドループ回路）、１２，
１２８……基準信号発生回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ ビデオFM信号を復調してビデオ信号を出力
    するビデオFM信号復調回路を備えるビデオ信号
    処理手段と、 前記ビデオ信号処理手段の後段に設けられ、こ
    のビデオ信号処理手段の出力信号を制御信号によ
    り遅延する第１の可変遅延手段と、 この第１の可変遅延手段の後段に設けられ、こ
    の第１の可変遅延手段の出力信号を前記制御信号
    により遅延する第２の可変遅延手段と、 所定周波数の基準信号を発生する基準信号発生
    手段と、 前記基準信号に基づいてビデオ信号の補正を行
    う粗大時間軸および微細時間軸補正手段とを有
    し、 前記粗大時間軸補正手段は、 前記ビデオ信号処理手段の出力信号と前記第１
    の可変遅延手段の出力信号とを位相比較して位相
    誤差を出力する第１の位相比較部と、 この第１の位相比較部の出力信号と前記基準信
    号と前記ビデオ信号処理手段からの出力信号とに
    基づいて粗大な時間軸補正制御を行うサーボ制御
    部とを有し、 前記微細時間軸補正手段は、 前記第２の可変遅延手段の出力信号の位相誤差
    を検出する位相誤差検出部と、 前記第１と前記第２の可変遅延手段へ制御信号
    を供給する電圧制御発振部と、この電圧制御発振
    部の出力信号と前記基準信号との位相を比較して
    位相誤差を出力する第２の位相比較部と、この第
    ２の位相比較部の出力信号と前記位相誤差検出部
    の位相誤差とを加算し、前記電圧制御発振部へ供
    給する加算部とを備えるフエーズロツクド・ルー
    プ回路とを有する記録情報の再生装置。
JP56131628A 1981-08-24 1981-08-24 記録情報の再生装置 Granted JPS5835703A (ja)

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