JPH0564893B2 - - Google Patents
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- JPH0564893B2 JPH0564893B2 JP61266166A JP26616686A JPH0564893B2 JP H0564893 B2 JPH0564893 B2 JP H0564893B2 JP 61266166 A JP61266166 A JP 61266166A JP 26616686 A JP26616686 A JP 26616686A JP H0564893 B2 JPH0564893 B2 JP H0564893B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplitude
- circuit
- output
- hold circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
多値QAM或いはSSB変調など、定められた振
幅の変化に伝送情報を有するベースバンド信号で
変調された被変調のマイクロ波信号で、且つ途中
の伝送路でフエージング等により信号全体のレベ
ルが不規則に変動するマイクロ波信号の受信回路
に用いられるAGC回路であつて、入力する受信
レベルが変動する被変調の搬送波信号を入力して
増幅し検波した出力の振幅値の、受信信号全体の
レベル変動を検出するのに充分な一定時間毎の最
大値を記憶するピークホールド回路と、その記憶
した最大値をサンプルして次の最大値までホール
ドするサンプルホールド回路を備えて、高速デー
タで振幅変調した被変調のマイクロ波信号を振幅
成分に歪を与えることなく、しかしながら、フエ
ージング等による入力信号全体のレベルの変動に
対しては、良好な振幅制御動作を行うAGC回路。
幅の変化に伝送情報を有するベースバンド信号で
変調された被変調のマイクロ波信号で、且つ途中
の伝送路でフエージング等により信号全体のレベ
ルが不規則に変動するマイクロ波信号の受信回路
に用いられるAGC回路であつて、入力する受信
レベルが変動する被変調の搬送波信号を入力して
増幅し検波した出力の振幅値の、受信信号全体の
レベル変動を検出するのに充分な一定時間毎の最
大値を記憶するピークホールド回路と、その記憶
した最大値をサンプルして次の最大値までホール
ドするサンプルホールド回路を備えて、高速デー
タで振幅変調した被変調のマイクロ波信号を振幅
成分に歪を与えることなく、しかしながら、フエ
ージング等による入力信号全体のレベルの変動に
対しては、良好な振幅制御動作を行うAGC回路。
本発明は多値QAM（直交振幅変調）やSSB変
調（単一サイドバンド振幅変調）された信号な
ど、振幅値の定められた変化に伝送情報を有する
ベースバンド信号で高周波の搬送波信号を変調し
た被変調の搬送波入力信号を可変利得増幅器で増
幅して出力搬送波のレベルを一定値になるように
前記増幅器の利得を自動制御する自動利得制御
（AGC）回路に関する。
調（単一サイドバンド振幅変調）された信号な
ど、振幅値の定められた変化に伝送情報を有する
ベースバンド信号で高周波の搬送波信号を変調し
た被変調の搬送波入力信号を可変利得増幅器で増
幅して出力搬送波のレベルを一定値になるように
前記増幅器の利得を自動制御する自動利得制御
（AGC）回路に関する。
入力の例えば多値QAM信号波は、ｎ値の定め
られた変化をする振幅値と位相値とを有する被変
調の搬送波信号の高速デイジタル信号であり且つ
その多値QAM信号全体のレベルが、途中の無線
の伝送路で発生するフエージング等で不規則に変
動するので、その受信波に対する増幅器のAGC
回路としては、入力の本来の振幅変調された伝送
信号に対しては応答しなくて歪みを与えず、途中
の伝送路でのフエージング等による全体のレベル
変動のみに対しては適切に応答して出力レベルが
一定となることが要求されている。
られた変化をする振幅値と位相値とを有する被変
調の搬送波信号の高速デイジタル信号であり且つ
その多値QAM信号全体のレベルが、途中の無線
の伝送路で発生するフエージング等で不規則に変
動するので、その受信波に対する増幅器のAGC
回路としては、入力の本来の振幅変調された伝送
信号に対しては応答しなくて歪みを与えず、途中
の伝送路でのフエージング等による全体のレベル
変動のみに対しては適切に応答して出力レベルが
一定となることが要求されている。
従来のAGC回路は、第５図のブロツク図に示
すごとく、入力搬送波信号Eioを可変利得増幅器
AGC AMPにより増幅して出力搬送波信号Eputを
出力する回路において、出力搬送波信号Eputの一
部を時定数回路CRをもつ検波器DETにより検波
し、検波器DETの直流検波出力を直流増幅器DC
AWPで増幅して前記可変利得増幅器AGC AMP
に加え可変利得増幅器AGC AMPの増幅利得を
制御して搬送波出力Eputの振幅を一定にする構成
になつている。
すごとく、入力搬送波信号Eioを可変利得増幅器
AGC AMPにより増幅して出力搬送波信号Eputを
出力する回路において、出力搬送波信号Eputの一
部を時定数回路CRをもつ検波器DETにより検波
し、検波器DETの直流検波出力を直流増幅器DC
AWPで増幅して前記可変利得増幅器AGC AMP
に加え可変利得増幅器AGC AMPの増幅利得を
制御して搬送波出力Eputの振幅を一定にする構成
になつている。
第５図の従来のAGC回路を、高速データで多
値QAM変調された被変調の多値QAMマイクロ
波信号波を受信する受信機に使用すると、受信機
入力の多値QAMマイクロ波信号は、高速のデー
タを、定められた振幅の変化と位相の変化の両方
により伝送するものである為、入力の多値QAM
マイクロ波信号は、その振幅値が一定ではなく、
変調信号（データ）により定められた振幅の変化
をする信号であり且つ途中の伝送路でのフエージ
ング等により全体のレベルが不規則に変動する信
号である。
値QAM変調された被変調の多値QAMマイクロ
波信号波を受信する受信機に使用すると、受信機
入力の多値QAMマイクロ波信号は、高速のデー
タを、定められた振幅の変化と位相の変化の両方
により伝送するものである為、入力の多値QAM
マイクロ波信号は、その振幅値が一定ではなく、
変調信号（データ）により定められた振幅の変化
をする信号であり且つ途中の伝送路でのフエージ
ング等により全体のレベルが不規則に変動する信
号である。
それで、高速の多値QAMの搬送波信号の入力
レベルのフエージング等による速い変動に応答す
るためAGC回路の検波器DETの時定数CRを小さ
い値に選ぶと、AGC動作の応答が速くなつて
AGC回路の制御信号が多値QAM信号の振幅変化
に追随してしまい、伝送すべき信号（データ）の
１タイムスロツト毎の定められた振幅の変化に歪
を生じてしまう。従つて、検波器DETの時定数
CRの値は、伝送信号の１タイムスロツトの約10
倍以上としなければならない。
レベルのフエージング等による速い変動に応答す
るためAGC回路の検波器DETの時定数CRを小さ
い値に選ぶと、AGC動作の応答が速くなつて
AGC回路の制御信号が多値QAM信号の振幅変化
に追随してしまい、伝送すべき信号（データ）の
１タイムスロツト毎の定められた振幅の変化に歪
を生じてしまう。従つて、検波器DETの時定数
CRの値は、伝送信号の１タイムスロツトの約10
倍以上としなければならない。
時定数CRをこのような大きな値にすると、こ
んどは、多値QAM信号波の入力レベルのフエー
ジング等による速い変動に対してAGC回路の制
御動作が追随出来ないという問題が生じる。
んどは、多値QAM信号波の入力レベルのフエー
ジング等による速い変動に対してAGC回路の制
御動作が追随出来ないという問題が生じる。
上記の従来のAGC回路の問題点は、第１図の
原理ブロツク図に示すごとく、１タイムスロツト
毎の定められた振幅の変化に伝送すべき情報を有
するベースバンド信号で高周波の搬送波を変調し
た被変調の高周波搬送波信号であり且つ途中の伝
送路でフエージング等のため前記信号の定められ
た振幅の変化とは別の信号全体のレベルが不規則
に変動する被変調搬送波信号として入力する搬送
波信号を、制御信号Ｃにより可変される利得で増
幅して出力搬送波信号を出力する可変利得増幅器
３と、該増幅器３の出力搬送波信号を検波した振
幅値の前記信号全体のレベル変動を検出するのに
充分な大きい一定時間毎の最大値を記憶するピー
クホールド回路１と、該ピークホールド回路１の
出力を前記一定時間を周期としてサンプルし其の
サンプル値を保持するサンプルホールド回路２か
ら成り、該サンプルホールド回路２の出力値が一
定となるように前記制御信号Ｃにより前記可変利
得増幅器３の増幅利得を自動的に制御するように
構成した本発明によつて解決される。
原理ブロツク図に示すごとく、１タイムスロツト
毎の定められた振幅の変化に伝送すべき情報を有
するベースバンド信号で高周波の搬送波を変調し
た被変調の高周波搬送波信号であり且つ途中の伝
送路でフエージング等のため前記信号の定められ
た振幅の変化とは別の信号全体のレベルが不規則
に変動する被変調搬送波信号として入力する搬送
波信号を、制御信号Ｃにより可変される利得で増
幅して出力搬送波信号を出力する可変利得増幅器
３と、該増幅器３の出力搬送波信号を検波した振
幅値の前記信号全体のレベル変動を検出するのに
充分な大きい一定時間毎の最大値を記憶するピー
クホールド回路１と、該ピークホールド回路１の
出力を前記一定時間を周期としてサンプルし其の
サンプル値を保持するサンプルホールド回路２か
ら成り、該サンプルホールド回路２の出力値が一
定となるように前記制御信号Ｃにより前記可変利
得増幅器３の増幅利得を自動的に制御するように
構成した本発明によつて解決される。
本発明のピークホールド回路１は、可変利得増
幅器３の出力搬送波Eputを検波して得たベースバ
ンド信号の振幅の、各１タイムスロツト毎の振幅
値の定められた変化には応答しないだけ充分に大
きいが、然しながら該出力搬送波Eputの全体の不
規則なレベル変動には応答して検出するのに充分
な数十〜数百タイムスロツトの一定時間毎におけ
るピーク値である最大値を検出して記憶し、次
に、その記憶した振幅の最大値を、同じ一定時間
毎に消すリセツトを行う。サンプルホールド回路
２は前記ピークホールド回路のリセツトの影響を
避けて、前記ピークホールド回路１の出力を同じ
数十〜数百タイムスロツトの一定時間間隔でサン
プルして、ピークホールド回路１が記憶した信号
振幅の最大値を次のサンプルの最大値が来るまで
保持するので、サンプルホールド回路２の出力を
制御信号として可変利得増幅器３に加えると、可
変利得増幅器３の利得は、多値QAM信号波のタ
イムスロツト毎の個々の信号振幅の変化には追随
せず、数十〜数百タイムスロツト毎の信号振幅の
最大値のフエージング等による変動のみに追従す
る。
幅器３の出力搬送波Eputを検波して得たベースバ
ンド信号の振幅の、各１タイムスロツト毎の振幅
値の定められた変化には応答しないだけ充分に大
きいが、然しながら該出力搬送波Eputの全体の不
規則なレベル変動には応答して検出するのに充分
な数十〜数百タイムスロツトの一定時間毎におけ
るピーク値である最大値を検出して記憶し、次
に、その記憶した振幅の最大値を、同じ一定時間
毎に消すリセツトを行う。サンプルホールド回路
２は前記ピークホールド回路のリセツトの影響を
避けて、前記ピークホールド回路１の出力を同じ
数十〜数百タイムスロツトの一定時間間隔でサン
プルして、ピークホールド回路１が記憶した信号
振幅の最大値を次のサンプルの最大値が来るまで
保持するので、サンプルホールド回路２の出力を
制御信号として可変利得増幅器３に加えると、可
変利得増幅器３の利得は、多値QAM信号波のタ
イムスロツト毎の個々の信号振幅の変化には追随
せず、数十〜数百タイムスロツト毎の信号振幅の
最大値のフエージング等による変動のみに追従す
る。
したがつて、可変利得増幅器３のAGC動作は
入力信号全体のレベルが不規則に変動する高速の
多値QAM信号波に対して一定レベルの搬送波信
号を出力する満足なAGC動作を行い、かつ、高
速の受信搬送波信号の伝送情報である振幅の変化
に歪を与えるというようなことはなくなつて問題
が無くなる。
入力信号全体のレベルが不規則に変動する高速の
多値QAM信号波に対して一定レベルの搬送波信
号を出力する満足なAGC動作を行い、かつ、高
速の受信搬送波信号の伝送情報である振幅の変化
に歪を与えるというようなことはなくなつて問題
が無くなる。
第２図は本発明の実施例の自動利得制御回路の
構成を示すブロツク図で、第３図は本実施例の動
作を説明するための波形図、第４図は本実施例の
自動利得制御回路のピークホールド回路（図Ａ）
およびサンプルホールド回路（図Ｂ）の回路図を
示す。
構成を示すブロツク図で、第３図は本実施例の動
作を説明するための波形図、第４図は本実施例の
自動利得制御回路のピークホールド回路（図Ａ）
およびサンプルホールド回路（図Ｂ）の回路図を
示す。
第２図の可変利得増幅器３の出力搬送波信号
Eputの一部は、ピークホールド回路１のピーク検
波器１１のダイオードで検波され、出力搬送波
Eputの振幅のピーク値に比例した検波電圧で、本
来ベースバンド信号の１タイムスロツト毎に定め
られた可変の振幅値と、フエージング等で信号全
体のレベルが変動する変動値との和に比例した検
波電圧が抵抗Ｒの両端に得られる。このピーク検
波器１１の検波出力は、該検波出力から前記フエ
ージング等で信号全体のレベルが変動するレベル
変動値を検出し其の最大値を取り出す為に、電圧
ホールド回路１２の演算増幅器OP AMPの＋入
力端子に入力される。
Eputの一部は、ピークホールド回路１のピーク検
波器１１のダイオードで検波され、出力搬送波
Eputの振幅のピーク値に比例した検波電圧で、本
来ベースバンド信号の１タイムスロツト毎に定め
られた可変の振幅値と、フエージング等で信号全
体のレベルが変動する変動値との和に比例した検
波電圧が抵抗Ｒの両端に得られる。このピーク検
波器１１の検波出力は、該検波出力から前記フエ
ージング等で信号全体のレベルが変動するレベル
変動値を検出し其の最大値を取り出す為に、電圧
ホールド回路１２の演算増幅器OP AMPの＋入
力端子に入力される。
演算増幅器OP AMPの出力は自分の−入力端
子に接続されると同時に、コンデンサＣ１を充電
する。
子に接続されると同時に、コンデンサＣ１を充電
する。
コンデンサＣ１は、演算増幅器OP AMPの出
力のVput１により次々と充電されその最大値を保
持するが、コンデンサＣ１の両端に接続されたリ
セツトスイツチSWpにより、信号全体のレベル変
動を検出するのに充分に大きく適当な数十〜数百
タイムスロツトの一定時間毎にリセツトされる。
力のVput１により次々と充電されその最大値を保
持するが、コンデンサＣ１の両端に接続されたリ
セツトスイツチSWpにより、信号全体のレベル変
動を検出するのに充分に大きく適当な数十〜数百
タイムスロツトの一定時間毎にリセツトされる。
このコンデンサＣ１のリセツト動作は、第３図
Ａに示す如く、ピークホールド回路への一定時間
毎の制御信号、すなわち、１タイムスロツトに対
して充分に大きい数十〜数百タイムスロツトの時
間毎のリセツトパルスによつて行われるので、コ
ンデンサＣ１の充電電圧は、各数十〜数百タイム
スロツト毎の搬送波信号出力Eputの最大値を示す
ことになる。
Ａに示す如く、ピークホールド回路への一定時間
毎の制御信号、すなわち、１タイムスロツトに対
して充分に大きい数十〜数百タイムスロツトの時
間毎のリセツトパルスによつて行われるので、コ
ンデンサＣ１の充電電圧は、各数十〜数百タイム
スロツト毎の搬送波信号出力Eputの最大値を示す
ことになる。
このコンデンサＣ１の充電電圧、すなわち、ピ
ークホールド回路１の出力電圧Vput１は、次のサ
ンプルホールド回路２のサンプリング回路２１の
演算増幅器AMP−１の＋入力端子に入力され、
そのAMP−１の出力がサンプリング用のオン・
スイツチSW−１を介して電圧ホールド回路２２
のコンデンサＣ２を充電する。AMP−１の出力
は、また、電圧ホールド回路２２の演算増幅器
AMP−２の＋入力端子に入力される。
ークホールド回路１の出力電圧Vput１は、次のサ
ンプルホールド回路２のサンプリング回路２１の
演算増幅器AMP−１の＋入力端子に入力され、
そのAMP−１の出力がサンプリング用のオン・
スイツチSW−１を介して電圧ホールド回路２２
のコンデンサＣ２を充電する。AMP−１の出力
は、また、電圧ホールド回路２２の演算増幅器
AMP−２の＋入力端子に入力される。
演算増幅器AMP−２の出力電圧Vput２は自分
の−入力端子に接続されると同時に、サンプリン
グ回路２１の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列抵抗回路
を介して演算増幅器AMP−１の−入力端子に入
力される。また、直列抵抗回路の抵抗Ｒ１とＲ２
の接続点は、サンプリングス用のオフ・スイツチ
SW−２を介してオン・スイツチSW−１の入力
側に接続される。サンプリング用のオン・スイツ
チSW−１とオフ・スイツチSW−２は、第３図
Ｂに示す如きサンプルホールド回路制御のサンプ
リングパルスによつて駆動されるが、サンプリン
グパルスの周期は前記ピークホールド回路のリセ
ツトパルスの周期と同じで、ピークホールド回路
１の出力電圧Vput１が、数十〜数百タイムスロツ
トの一定時間毎にサンプリングされてコンデンサ
Ｃ２を充電し直流電圧として保持される。
の−入力端子に接続されると同時に、サンプリン
グ回路２１の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列抵抗回路
を介して演算増幅器AMP−１の−入力端子に入
力される。また、直列抵抗回路の抵抗Ｒ１とＲ２
の接続点は、サンプリングス用のオフ・スイツチ
SW−２を介してオン・スイツチSW−１の入力
側に接続される。サンプリング用のオン・スイツ
チSW−１とオフ・スイツチSW−２は、第３図
Ｂに示す如きサンプルホールド回路制御のサンプ
リングパルスによつて駆動されるが、サンプリン
グパルスの周期は前記ピークホールド回路のリセ
ツトパルスの周期と同じで、ピークホールド回路
１の出力電圧Vput１が、数十〜数百タイムスロツ
トの一定時間毎にサンプリングされてコンデンサ
Ｃ２を充電し直流電圧として保持される。
コンデンサＣ２に保持された直流電圧は、演算
増幅器AMP−２の出力端より直流出力Vput２と
して出力され、可変利得増幅器３にAGCの制御
信号として加えられ増幅器３の利得を制御して
AGC動作を行う。
増幅器AMP−２の出力端より直流出力Vput２と
して出力され、可変利得増幅器３にAGCの制御
信号として加えられ増幅器３の利得を制御して
AGC動作を行う。
本実施例のAGC回路の可変利得増幅器３の制
御信号Vput２は、AGC回路の出力搬送波信号Eput
をピーク検波した振幅のうち、フエージング等に
より信号全体のレベル変動値を検出するのに充分
な数十〜数百タイムスロツトの間における最大値
である直流電圧Vput１を、同じ周期の数十〜数百
タイムスロツトの一定時間毎にサンプリングした
サンプル値なので、本実施例のAGC回路の制御
信号となる直流出力Vput２は、従来のAGC回路
の各１タイムスロツト毎の信号の振幅歪を考慮し
た時定数CRの検波器の出力電圧を制御信号とし
た応答と比較して応答時間が1/10〜1/100以下の
高速の応答が得られ、フエージングなどによる入
力信号レベルの速い変化に追従して満足なAGC
動作をする。一方、制御信号Vput２は入力搬送波
信号Eioの１タイムスロツト毎の個々の振幅変化
には追従しないので、多値QAM信号波などの振
幅成分に歪を与えることはなく、高速の多値
QAMやSSB変調のマイクロ波信号のAGC回路と
して従来例におけるような振幅歪の発生の問題は
無い。
御信号Vput２は、AGC回路の出力搬送波信号Eput
をピーク検波した振幅のうち、フエージング等に
より信号全体のレベル変動値を検出するのに充分
な数十〜数百タイムスロツトの間における最大値
である直流電圧Vput１を、同じ周期の数十〜数百
タイムスロツトの一定時間毎にサンプリングした
サンプル値なので、本実施例のAGC回路の制御
信号となる直流出力Vput２は、従来のAGC回路
の各１タイムスロツト毎の信号の振幅歪を考慮し
た時定数CRの検波器の出力電圧を制御信号とし
た応答と比較して応答時間が1/10〜1/100以下の
高速の応答が得られ、フエージングなどによる入
力信号レベルの速い変化に追従して満足なAGC
動作をする。一方、制御信号Vput２は入力搬送波
信号Eioの１タイムスロツト毎の個々の振幅変化
には追従しないので、多値QAM信号波などの振
幅成分に歪を与えることはなく、高速の多値
QAMやSSB変調のマイクロ波信号のAGC回路と
して従来例におけるような振幅歪の発生の問題は
無い。
以上説明した如く、本発明によれば、従来の
AGC回路の1/10〜1/100以下の応答時間でフエー
ジング等による入力搬送波信号のレベルの速い変
動に応答できて、かつ、出力搬送波信号を検波し
て得た多値QAM信号やSSB信号の被変調のマイ
クロ波信号の各１タイムスロツト毎の定められた
振幅の変化には悪い影響を与えない良好な自動利
得制御回路が得られる効果がある。また、SSB変
調信号波のAGC回路として使用する場合には、
従来例において必要としていたパイロツト信号の
挿入、分岐回路が不要となり、回路の簡素化に役
立つ効果も得られる。
AGC回路の1/10〜1/100以下の応答時間でフエー
ジング等による入力搬送波信号のレベルの速い変
動に応答できて、かつ、出力搬送波信号を検波し
て得た多値QAM信号やSSB信号の被変調のマイ
クロ波信号の各１タイムスロツト毎の定められた
振幅の変化には悪い影響を与えない良好な自動利
得制御回路が得られる効果がある。また、SSB変
調信号波のAGC回路として使用する場合には、
従来例において必要としていたパイロツト信号の
挿入、分岐回路が不要となり、回路の簡素化に役
立つ効果も得られる。
第１図は本発明の自動利得制御回路の構成を示
す原理ブロツク図、第２図は本発明の実施例の自
動利得制御回路の構成を示すブロツク図、第３図
は本発明の実施例の自動利得制御回路の動作を説
明するための波形図、第４図は本発明の実施例の
自動利得制御回路のピークホールド回路とサンプ
ルホールド回路の回路図、第５図は従来例の自動
利得制御回路の構成を示すブロツク図である。 第１図、第２図において、１はピークホールド
回路、１１はピーク検波器、１２は電圧ホールド
回路、２はサンプルホールド回路、２１はサンプ
リング回路、２２は電圧ホールド回路である。
す原理ブロツク図、第２図は本発明の実施例の自
動利得制御回路の構成を示すブロツク図、第３図
は本発明の実施例の自動利得制御回路の動作を説
明するための波形図、第４図は本発明の実施例の
自動利得制御回路のピークホールド回路とサンプ
ルホールド回路の回路図、第５図は従来例の自動
利得制御回路の構成を示すブロツク図である。 第１図、第２図において、１はピークホールド
回路、１１はピーク検波器、１２は電圧ホールド
回路、２はサンプルホールド回路、２１はサンプ
リング回路、２２は電圧ホールド回路である。
Claims (1)
- １ タイムスロツト毎の定められた振幅の変化に
伝送すべき情報を有するベースバンド信号で高周
波の搬送波を変調した被変調の高周波搬送波信号
であり且つ途中の伝送路でフエージング等のため
前記の定められた振幅の変化とは別の信号全体の
レベルが不規則に変動する被変調搬送波信号とし
て入力する搬送波信号を、制御信号Ｃにより可変
される利得で増幅して出力搬送波信号を出力する
増幅器３と、該増幅器３の出力搬送波信号を検波
して得た振幅値の中の前記信号全体のレベル変動
を検出するのに充分な大きい一定時間毎の最大値
を記憶するピークホールド回路１と、該ピークホ
ールド回路１の出力を前記一定時間を周期として
サンプルし其のサンプル値を保持するサンプルホ
ールド回路２から成り、該サンプルホールド回路
２の出力値が一定となるように前記制御信号Ｃに
より前記増幅器３の増幅利得を自動的に制御する
ようにしたことを特徴とする自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26616686A JPS63120532A (ja) | 1986-11-07 | 1986-11-07 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26616686A JPS63120532A (ja) | 1986-11-07 | 1986-11-07 | 自動利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63120532A JPS63120532A (ja) | 1988-05-24 |
| JPH0564893B2 true JPH0564893B2 (ja) | 1993-09-16 |
Family
ID=17427190
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26616686A Granted JPS63120532A (ja) | 1986-11-07 | 1986-11-07 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63120532A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5203016A (en) * | 1990-06-28 | 1993-04-13 | Harris Corporation | Signal quality-dependent adaptive recursive integrator |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57181236A (en) * | 1981-04-30 | 1982-11-08 | Fujitsu Ltd | Waveform amplification detecting system |
-
1986
- 1986-11-07 JP JP26616686A patent/JPS63120532A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63120532A (ja) | 1988-05-24 |
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