JPH0568368A

JPH0568368A - 電力供給回路

Info

Publication number: JPH0568368A
Application number: JP4680492A
Authority: JP
Inventors: Toshihiro Onodera; 利浩小野寺; Yoichi Masuda; 陽一増田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1992-03-04
Filing date: 1992-03-04
Publication date: 1993-03-19
Anticipated expiration: 2009-12-12
Also published as: JPH06101926B2

Abstract

(57)【要約】【目的】電圧共振波形を利用したスイッチング式電力供
給回路において、比較的簡単な構成により負荷回路への
供給電力量を広範囲に制御できる電力供給回路を提供す
ること。【構成】電圧共振形スイッチングのための主スイッチ素
子４とは別に、トランスの一次巻線に並列接続された共
振用コンデンサ６と直列に接続された補助スイッチ素子
５を設け、主スイッチ４を所定の導通幅および周期でス
イッチングさせると共に、補助スイッチ素子５を主スイ
ッチ素子４の導通開始時点またはこれより所定時間遅れ
た時点で導通開始させ、補助スイッチ素子５に流れる電
流が零の期間内に遮断させるスイッチ駆動回路８を設
け、主スイッチ素子４のスイッチング周期や導通幅の制
御によって、負荷回路２への供給電力量を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電力供給回路に係り、特
に負荷回路への供給電力量を簡単に且つ広範囲に制御可
能とした電圧共振形スイッチング方式の電力供給回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】高電圧大電力の負荷回路を駆動する電源
として、従来よりスイッチング電源が多く用いられてい
る。スイッチング電源としては、チョッパ方式やフルブ
リッジ方式がよく知られている。これらのスイッチング
電源は直流入力電源電圧をスイッチ素子で直接スイッチ
ングして電力伝送を行い、スイッチ素子の導通幅を変え
ることによって負荷回路への電力供給量を制御するよう
に構成されている。しかしながら、これらの方式ではス
イッチ素子の遷移損失がスイッチング周波数の増加に伴
って増大することから、その動作限界がスイッチ素子の
スイッチング速度によって制限されるという問題を有し
ている。

【０００３】これに対して、直流入力電源電圧を直接ス
イッチングせず、トランスの漏れインダクタンスとこれ
に並列接続されたコンデンサとで構成される共振回路を
外部回路として付加し、スイッチ素子にかかる電圧や電
流が共振の弧となるようにして電力伝送を行う電圧共振
形スイッチング電源が知られている。この方式はスイッ
チ素子のスイッチング周波数が高くなってもスイッチ素
子の遷移損失がさほど増えず、高効率のスイッチングが
可能となる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】電圧共振形スイッチン
グ電源では、共振条件が外部回路で決まるため、スイッ
チ素子の導通幅やスイッチング周期を変えても負荷回路
への供給電力量を広範囲に変えることができない。その
ため、このような電圧共振形スイッチング電源では、電
力可変制御コンバータなどを設けて供給電力量を制御す
るようにしており、回路構成が複雑化し大規模になると
いう問題があった。

【０００５】本発明の目的は、電圧共振波形を利用した
スイッチング式電力供給回路において、比較的簡単な構
成により負荷回路への供給電力量を広範囲に制御できる
電力供給回路を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は電圧共振形スイッチングのための主スイッ
チ素子とは別に、トランスの一次巻線に並列接続された
共振用コンデンサと直列に接続された補助スイッチ素子
を設け、さらに主スイッチを所定の導通幅および周期で
スイッチングさせると共に、補助スイッチ素子を主スイ
ッチ素子の導通開始時点またはこれより所定時間遅れた
時点で導通開始させ、補助スイッチ素子に流れる電流が
零の期間内に遮断させるスイッチ駆動回路を設け、主ス
イッチ素子のスイッチング周期や導通幅の制御によっ
て、負荷回路への供給電力量を広範囲に制御できるよう
にしたものである。

【０００７】

【作用】このように構成された電力供給回路では、補助
スイッチ素子の作用によって、主スイッチ素子の遷移損
失を増大させることなく、また補助スイッチ素子におい
ても遷移損失を生じさせることなく、主スイッチ素子の
スイッチング周期や導通幅を大幅に変えることができる
ようになり、電圧共振形スイッチングによる高効率の長
所を生かしつつ、供給電力量の広範囲な制御が可能とな
る。

【０００８】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明の一実施例に係る電力供給回路の
構成図であり、１は直流入力電源、２は負荷回路であ
る。トランス３は一次巻線および二次巻線を備えて構成
されるが、図では励磁インダクタンス３ａと漏れインダ
クタンス３ｂとで等価的に表されている。

【０００９】直流入力電源１の両端には、主スイッチ素
子４とトランス３の一次巻線が直列に接続されている。
また、トランス３の一次巻線に対して並列に、補助スイ
ッチ素子５を介して共振用コンデンサ６が接続される。
従って、補助スイッチ５は共振用コンデンサ６に対して
直列に接続されることになる。主スイッチ素子４および
補助スイッチ素子５は、それぞれダンパーダイオード４
ａ，５ａを並列に接続したサイリスタ等の半導体スイッ
チ素子からなる。共振用コンデンサ６と、トランス３の
漏れインダクタンス３ｂとで電圧共振ループを形成す
る。これによりトランス３の一次側に電圧共振形シング
ル・エンデッド・スイッチング回路が構成される。

【００１０】負荷回路２はトランス３の二次巻線に接続
され、ダイオードブリッジによる整流回路と、この整流
回路の出力端に接続された平滑用コンデンサ７および抵
抗負荷からなる。

【００１１】主スイッチ素子４および補助スイッチ素子
５は、スイッチ駆動回路８によって後述のようにスイッ
チング制御される。スイッチ駆動回路８には、この電力
供給回路の起動タイミングを基準として主スイッチ素子
４および補助スイッチ素子５のそれぞれの導通開始・遮
断のタイミングが例えば予めマニュアル設定されている
ものとする。但し、後述するように補助スイッチ素子５
にサイリスタを用いる場合、その自己消弧機能を利用す
ることにより、補助スイッチ素子５の遮断タイミングに
ついては特にスイッチ駆動回路８で定めなくともよい。

【００１２】次に、このように構成された電力供給回路
の動作を説明する。

【００１３】図２(a) 〜(e) は、図１の回路の各動作状
態での等価回路である。また、図３(a) 〜(g) は各部の
電圧・電流波形であり、(a) はトランス３の励磁インダ
クタンス３ａを流れる電流ｉ₁、(b) は共振用コンデン
サ６の端子電圧Ｖｃ、(c),(d) はトランス３の漏れイン
ダクタンス３ｂを流れる電流ｉ₂，ｉ₂′、(e) は主ス
イッチ素子４の駆動波形、そして(f),(g) は補助スイッ
チ素子５の駆動波形である。

【００１４】今、主スイッチ素子４は所定の導通幅およ
び周期でスイッチング動作しており、回路は定常状態に
達しているものとする。この定常状態では、共振用コン
デンサ６の端子電圧Ｖｃは主スイッチ素子４が導通する
直前に零電位となる。また、平滑用コンデンサ７の端子
電圧Ｅout は一定に保たれるため、等価的に図２中に示
すように電池７ａと見なすことができる（以下、７ａを
等価電池という）。

【００１５】(1) 主スイッチ素子４および補助スイッチ
素子５が共に導通状態の期間Ｔonこの期間Ｔonでは、等
価回路は図２(a) に示すようになり、直流入力電源１に
トランス３の一次巻線が直接接続された状態と同じとな
る。従って、トランス３の励磁インダクタンス３ａに流
れる電流ｉ₁は、図３(a) に示されるように電源１の電
圧Ｅinと励磁インダクタンス３ａのインダクタンス値Ｌ
₁との比（Ｅin／Ｌ₁を比例係数として、時間ｔと共に
直線的に増加する。また、トランス３の漏れインダクタ
ンス３ｂを流れる電流ｉ₂は、（Ｅin−Ｅout ）の電圧
差と漏れインダクタンス３ｂの値Ｌ₂との比{(Ｅin−Ｅ
out)／Ｌ₂} を比例係数として、図３(c) に示すように
時間と共に直線的に増加する。従って、スイッチ素子
４，５には、トランス３の励磁インダクタンス３ａおよ
び漏れインダクタンス３ｂをそれぞれ流れる電流ｉ₁，
ｉ₂の和である、 (Ｅin／Ｌ₁)t＋{(Ｅin−Ｅout)／Ｌ₂}t なる電流が共通に流れることになる。

【００１６】(2) 主スイッチ素子４が非導通状態、補助
スイッチ素子５が導通状態の期間次に、図３(e) に示す
ように主スイッチ素子４のみが非導通状態（ＯＦＦ）に
なると、等価回路は図２(b) に示すようになり、漏れイ
ンダクタンス３ｂには図３(c) に示すように期間τ₁に
わたって慣性電流（テイル電流）が流れる。この状態で
は、先に励磁インダクタンス３ａを流れていた電流ｉ₁
は慣性電流として共振用コンデンサ６に流れ込み、この
コンデンサ６を充電する。なお、この慣性電流（ｉ₁）
は共振用コンデンサ６と励磁インダクタンス３ａとの共
振により、Ｔon以後もしばらくの間は増加し続ける。ま
た、漏れインダクタンス３ｂを流れる慣性電流ｉ₂も、
等価電池７ａを介して共振用コンデンサ６を充電する。

【００１７】従って、共振用コンデンサ６の端子電圧Ｖ
ｃは、図３(b) に示すように、期間τ₁において共振用
コンデンサ６の容量値と各インダクタンス３ａ，３ｂの
インダクタンス値Ｌ₁，Ｌ₂の調和平均値との共振に従
ってＥin＋Ｅout の電圧値まで上昇する。なお、図１
(a)(b)の状態においては、負荷回路２におけるダイオー
ドブリッジＤ２，Ｄ３が導通状態となっている。

【００１８】この後、漏れインダクタンス３ｂを流れて
いた慣性電流ｉ₂が零になると、漏れインダクタンス３
ｂの端子電圧が零になるので、負荷回路２におけるダイ
オードブリッジのダイオードＤ１〜Ｄ４は、全てオフと
なる。従って、この場合の等価回路は図２(c) に示すよ
うになり、共振用コンデンサ６および励磁インダクタン
ス３ａのみからなる閉回路が形成される。また、このと
き励磁インダクタンス３ａを流れていた電流ｉ₁は、引
き続き慣性電流として共振用コンデンサ６に流入してい
る。

【００１９】図２(c) の状態において、励磁インダクタ
ンス３ａの端子電圧は、このインダクタンス３ａを流れ
る慣性電流ｉ₁による共振用コンデンサ６の充電に伴っ
て徐々に減少する。この励磁インダクタンス３ａの端子
電圧が等価電池７ａの電圧よりも低くなると（時刻
ｔ₁）、負荷回路２内のダイオードブリッジには今まで
と逆極性の電圧が加わる。この結果、負荷回路２内のダ
イオードブリッジのダイオードＤ４，Ｄ１が導通状態と
なり、等価回路は図２(d) に示すようになる。

【００２０】図２(d) の状態においては、励磁インダク
タンス３ａに蓄えられていた慣性電流（ｉ₁）の一部
（ｉ₂′）が図３(d) に示すように等価電池７ａに流れ
込むと共に、負荷回路２へ電力が供給され、他の一部
（ｉ₁−ｉ₂′）が共振用コンデンサ６に流入し、コン
デンサ６を充電する。この共振用コンデンサ６の充電に
より、コンデンサ６の端子電圧Ｖｃが最大値に達する
と、コンデンサ６に蓄えられた電荷が等価電池７ａおよ
び漏れインダクタンス３ｂを介して放電する。この共振
の過程が進むと、共振用コンデンサ６の端子電圧Ｖｃ
は、やがてダンパーダイオード４ａを順バイアスする極
性に転ずる（時刻ｔ₃）。

【００２１】なお、この図２(d) の等価回路の状態にあ
る期間（ｔ₂−ｔ₁）は、主スイッチ素子４のスイッチ
ング周期をＴmax 、ダンパーダイオード４ａの導通期間
をτ3 としたとき、（ｔ₃−ｔ₁）＝（Ｔon＋τ2 ）〜（Ｔmax −τ3 ）で示される。

【００２２】次に、時刻ｔ₃でダンパーダイオード４ａ
が導通状態になると、等価回路は再び図２(a) と同様に
なり、インダクタンス３ａ，３ｂに残っていた慣性電流
は図２(a) のｉ₁，ｉ₂の逆向きに流れ、直流入力電源
１に回生することになる。そして、ダンパーダイオード
４ａが非導通状態となり、１周期の動作が終了する（時
刻ｔ₄）。

【００２３】以上が図１の回路において補助スイッチ素
子５が常時導通状態で、主スイッチ素子４が一定導通幅
および一定周期でスイッチングする場合の動作である。
この状態では、共振用コンデンサ６の電圧共振を利用し
て、共振の弧を描く電圧波形により負荷回路２へ一定の
電力が供給される。

【００２４】次に、負荷回路２への供給電力量を変える
べく主スイッチ素子４の導通幅またはスイッチング周期
を単純に変えた場合について考察してみる。但し、補助
スイッチ素子５は連続して導通状態にあるものと仮定す
る。

【００２５】まず、主スイッチ素子４の導通幅Ｔonを一
定にし、負荷回路２が一定条件である場合において、電
圧共振条件を満たしたまま可変可能な主スイッチ素子４
のスイッチング周期の範囲について検討する。図３(b)
に示されるように、ダンパーダイオード４ａが導通して
いる時刻ｔ₃〜ｔ₄の期間τ₃においては、共振用コン
デンサ６の端子電圧Ｖｃは破線で示されるように負の値
をとろうとするが、ダンパーダイオード４ａの導通によ
り、端子電圧Ｖｃは零に規制される。従って、この期間
τ₃の間に主スイッチ素子４の次のスイッチング周期が
始まったとしても、共振用コンデンサ６が並列接続され
ている主スイッチ素子４の両端電圧が零であることか
ら、主スイッチ素子４には導通開始時に急激に電流が流
れることはない。

【００２６】一方、この期間τ₃以外の期間に主スイッ
チ素子４の次のスイッチング周期が始まった場合、例え
ば主スイッチ素子４のスイッチング周期を先の周期Ｔma
x より長い周期Ｔｂとした場合には、図３(b) 中Ｂ点に
示されるように、共振用コンデンサ６は励磁インダクタ
ンス３ａと、このとき導通状態にある補助スイッチ素子
５を介して再び正の電圧Ｖ_Bに充電される。これを共振
用コンデンサ６の再充電と呼ぶ。このため、次に主スイ
ッチ素子４が再び導通する際、このコンデンサ６の端子
電圧Ｖ_Bが主スイッチ素子４により短絡されるので、主
スイッチ素子４には図３(a)に示されるように異常に大
きな電流Ｘが流れることになる。これは主スイッチ素子
４の遷移損失が増大することを意味する。遷移損失が増
大すると温度上昇も大きくなり、この温度上昇が許容値
を越えると、主スイッチ素子４が破損してしまう。従っ
て、回路の電圧共振条件を保持した上で最も大きく設定
可能な主スイッチ素子４のスイッチング周期の値、すな
わちスイッチング周期の上限は、Ｔmax ということにな
る。

【００２７】逆に、主スイッチ素子４のスイッチング周
期を共振用コンデンサ６の端子電圧Ｖｃが負極性に転ず
る時刻ｔ₃までの期間に相当する周期Ｔmin より短い周
期、例えばＴａに設定した場合には、コンデンサ６の端
子電圧Ｖｃとして図３(b) 中Ａ点で示されるように正の
電圧Ｖ_Aが残っている状態で主スイッチ素子４が導通さ
れることになる。このため、主スイッチ素子４によりコ
ンデンサ６の端子電圧Ｖ_Aが短絡されることになるの
で、主スイッチ素子４には図３(a) に示されるように同
様に異常に大きな電流Ｙが流れることになり、主スイッ
チ素子４の遷移損失および温度上昇が増大する。従っ
て、主スイッチ素子４のスイッチング周期の下限は、Ｔ
min ということになる。

【００２８】以上のように、補助スイッチ素子５がない
従来回路の場合（補助スイッチ素子５が連続して導通し
ている場合）に、主スイッチ素子４のスイッチング周期
の可変可能な範囲はＴmin 〜Ｔmax であり、最大と最小
の比で約５倍程度である。このように主スイッチ素子４
のスイッチング周期を広範囲に制御できないことが、従
来の電力供給回路において負荷回路２への供給電力量を
広範囲に変えることができない原因の一つとなってい
た。

【００２９】これに対し、本発明では主スイッチ素子４
のスイッチング周期の上限をＴmaxより大きくしても、
補助スイッチ素子５によって、主スイッチ素子４の遷移
損失を増大させないようにすることができ、それにより
主スイッチ素子４のスイッチング周期や導通幅を広範囲
に変えて、負荷回路２への供給電力量を広範囲に制御す
ることができる。以下、補助スイッチ素子５の動作につ
いて説明する。

【００３０】補助スイッチ素子５は、主スイッチ素子４
と共にスイッチ駆動回路８によって制御され、図３(f)
に示されるように主スイッチ素子４の導通開始時点ｔ₄
（実線の場合）またはｔ₅（破線の場合）から一定の遅
れ時間τ₄をもって導通が開始されるか、または図３
(g) に示されるように主スイッチ素子４の導通開始時点
ｔ₄またはｔ₅と同時に導通が開始され、次いで主スイ
ッチ素子４が遮断された後、補助スイッチ素子５を流れ
る電流が零の期間内の適当な時刻に遮断される。図３
(f),(g) の例では、補助スイッチ素子５はこれを流れる
電流（この場合、ｉ₁＋ｉ₂）が非零の状態から零にな
った瞬間の時刻ｔ₂に遮断されている。

【００３１】前述したように、主スイッチ素子４のスイ
ッチング周期をＴmax からＴｂに長くした場合に、主ス
イッチ素子４に図２(a) 中に示すような異常電流Ｘが流
れる原因は、Ｔmax の終了時刻ｔ₄からＴｂの終了時刻
ｔ₅までの期間τ₄において、図２(d) の等価回路に示
す電源１〜共振用コンデンサ６〜トランス３〜電源１の
閉回路によってコンデンサ６が再充電され、コンデンサ
６の端子電圧Ｖｃが非零の値になるためである。

【００３２】この問題を解決するため、本実施例では共
振用コンデンサ６と直列に接続された補助スイッチ素子
５をスイッチ駆動回路８によって図３(f) に示すよう
に、例えば時刻ｔ₂〜ｔ₅の期間にわたり遮断状態（Ｏ
ＦＦ）にする。この場合の等価回路は図２(e) に示すよ
うになり、上記の閉回路は切断される。これにより期間
τ₄における共振用コンデンサ６の再充電を阻止するこ
とができ、コンデンサ６の端子電圧Ｖｃは零に保たれ
る。

【００３３】この結果、主スイッチ素子４に異常電流Ｘ
が流れるのを防止できるので、例えば図３(e) に破線で
示すように主スイッチ素子４の導通開始時刻をｔ₄より
τ₄だけ遅らせてｔ₅とし、主スイッチ素子４のスイッ
チング周期の上限をＴｂまで上げることができ、その分
だけ負荷回路２への供給電力の可変範囲を広げることが
可能となる。

【００３４】また、補助スイッチ素子５を図３(g) に示
すように主スイッチ素子４の導通開始時点ｔ₄またはｔ
₅と同時に導通開始させるようにしても、共振用コンデ
ンサ６の再充電を防止できるので、上記と同様の効果が
得られる。

【００３５】このように補助スイッチ素子５によって主
スイッチ素子４の導通開始前における共振用コンデンサ
６の再充電を防止し、それによって主スイッチ素子４の
導通開始時点でコンデンサ６の端子電圧を零に保ってお
くことにより、主スイッチ素子４の遷移損失を増大させ
ることなく、出力スイッチ素子４のスイッチング周期ま
たは導通幅の制御によって負荷回路２への供給電力量を
大幅に変えることができる。

【００３６】さらに、補助スイッチ素子５は上述したよ
うに該スイッチ素子５を流れる電流が零のときに遮断さ
れるので、このスイッチ素子５での遷移損失が発生する
ことはなく、また共振用コンデンサ６の共振電圧波形を
乱すこともない。

【００３７】尚、大電力を扱う場合、上記実施例におい
て主スイッチ素子４としてジャイアント・トランジスタ
やゲート・ターン・オフサイリスタ（ＧＴＯ）を用い、
補助スイッチ素子５として通常のサイリスタを用いると
よい。その場合、補助スイッチ素子５に用いるサイリス
タのターンオフ時間は、共振弧の半周期より短くするこ
とが望ましい。

【００３８】また、補助スイッチ素子５にサイリスタを
用いると、サイリスタの自己消弧機能を利用して、流れ
る電流が保持電流以下になったとき自動的に非導通状態
にすることができるので、スイッチ駆動回路８内に特別
な消弧回路を設けることなく、補助スイッチ素子５をそ
の電流が零になったとき（時刻ｔ₂）、自動的に遮断さ
せることができる。さらに、主スイッチ素子４にＧＴＯ
を用いた場合、ＧＴＯのターンオフ時のテイル電流が補
助スイッチ素子５によって強制的に断ち切られることに
なるので、テイル電流による遷移損失の発生を防止でき
るという利点もある。

【００３９】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施す
ることができる。

【００４０】

【発明の効果】本発明によれば、電圧共振のためのスイ
ッチングを行う主スイッチ素子とは別に共振用コンデン
サと直列に接続された補助スイッチを設け、スイッチ駆
動回路により主スイッチ素子を所定の導通幅および周期
でスイッチングさせると共に、補助スイッチ素子を主ス
イッチ素子の導通開始時点またはこれより所定時間遅れ
た時点で導通開始させ、補助スイッチ素子に流れる電流
が零の期間内に遮断させるという比較的簡単な構成によ
り、スイッチの遷移損失を増大させることなく、電圧共
振条件を保ちつつ、負荷回路への供給電力量を広範囲に
制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る電力供給回路の構成図

【図２】図１の電力供給回路の動作状態別の等価回路を
示す図

【図３】図１の各部の動作波形を示す図

【符号の説明】

１…直流入力電源２…負荷回路３…トランス４…主スイッチ素
子５…補助スイッチ素子６…共振用コンデ
ンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電源と、前記直流入力電源の一方の端子に片方の端子が接続され
た主スイッチ素子と、前記主スイッチ素子の他方の端子と前記直流入力電源の
他方の端子との間に一次巻線が接続されたトランスと、前記トランスの一次巻線と並列に接続された共振用コン
デンサと、前記共振用コンデンサと直列に接続された補助スイッチ
素子と、前記トランスの二次巻線に接続され、負荷に電力を供給
する整流平滑回路と、前記主スイッチ素子を所定の導通幅および周期でスイッ
チングさせると共に、前記補助スイッチ素子を前記主ス
イッチ素子の導通開始時点またはこれより所定時間遅れ
た時点で導通開始させ、補助スイッチ素子に流れる電流
が零の期間内に遮断させるスイッチ駆動回路とを具備し
たことを特徴とする電力供給回路。
【請求項２】前記主スイッチ素子は、自己消弧作用を有
するジャイアント・トランジスタまたはゲート・ターン
・オフ・サイリスタであり、前記補助スイッチ素子はサ
イリスタである請求項１記載の電力供給回路。