JPS602026A - 電力供給回路 - Google Patents
電力供給回路Info
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- JPS602026A JPS602026A JP58108104A JP10810483A JPS602026A JP S602026 A JPS602026 A JP S602026A JP 58108104 A JP58108104 A JP 58108104A JP 10810483 A JP10810483 A JP 10810483A JP S602026 A JPS602026 A JP S602026A
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- switch element
- main switch
- circuit
- capacitor
- switching
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は負荷回路への供給電力量を簡易に且つ広範囲に
制御可能な電圧共振形スイッチング方式の電力供給回路
に関する。
制御可能な電圧共振形スイッチング方式の電力供給回路
に関する。
高電圧大電力負荷回路を駆動する電源としては、従来よ
り専らスイッチング方式の電力供給回路が用いられてい
る。例えばチョッパ方式やフルブリッジ方式の電力供給
回路は、スイッチ素子を介して入力電源電圧を＠接スイ
ッチングして電力伝送を行う如く構成され、そのスイッ
チング素子の導通期間を変えることによって負荷回路へ
の供給電力量を可変制御するものとなっている。然し乍
ら、この方式にあっては、上記スイッチ素子におけるス
イッチ損失がスイッチング周波数の増大に伴って増大す
ることから、その動作限界が上記スイッチ素子のスイッ
チング動作特性、つまりスイッチング速度によって大き
く制限されると云う問題を有している。
り専らスイッチング方式の電力供給回路が用いられてい
る。例えばチョッパ方式やフルブリッジ方式の電力供給
回路は、スイッチ素子を介して入力電源電圧を＠接スイ
ッチングして電力伝送を行う如く構成され、そのスイッ
チング素子の導通期間を変えることによって負荷回路へ
の供給電力量を可変制御するものとなっている。然し乍
ら、この方式にあっては、上記スイッチ素子におけるス
イッチ損失がスイッチング周波数の増大に伴って増大す
ることから、その動作限界が上記スイッチ素子のスイッ
チング動作特性、つまりスイッチング速度によって大き
く制限されると云う問題を有している。
これに対して入力電源電圧を直接スイッチングすること
なしに、外部回路を用いてスイッチ素子に加わる電圧や
電流が共振の弧となるようにして電力伝送を行う電圧共
振形のものがある。
なしに、外部回路を用いてスイッチ素子に加わる電圧や
電流が共振の弧となるようにして電力伝送を行う電圧共
振形のものがある。
このような方式にあっては、スイッチ素子のスイッチン
グ周波数が旨くなっても上記スイッチ素子における遷移
損失がさほど増えないことから、効率的なスイッチング
作用を期待することができる。しかしその反面、電力伝
送の共振条件が上記外部回路によって自ずと定まってし
まうので、スイッチ素子の導通幅やそのスイッチング周
期を変えても供給電力量を効果的に制御することができ
ないと云う不具合がある。そこで従来では、その入力段
に電力可変制御コンバータ等を設ける等して供給電力量
を制御するようにしているが、回路構成が複雑化し、大
規模化すると云う不具合があった。
グ周波数が旨くなっても上記スイッチ素子における遷移
損失がさほど増えないことから、効率的なスイッチング
作用を期待することができる。しかしその反面、電力伝
送の共振条件が上記外部回路によって自ずと定まってし
まうので、スイッチ素子の導通幅やそのスイッチング周
期を変えても供給電力量を効果的に制御することができ
ないと云う不具合がある。そこで従来では、その入力段
に電力可変制御コンバータ等を設ける等して供給電力量
を制御するようにしているが、回路構成が複雑化し、大
規模化すると云う不具合があった。
本発明はこのような小情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところは、電圧共振波形を利用して効率良
く負荷回路への電力供給を行うと共に、その供給電力量
を簡易に且つ広範囲に制御可能な実用性の高い電力供給
回路を提供することにある。
の目的とするところは、電圧共振波形を利用して効率良
く負荷回路への電力供給を行うと共に、その供給電力量
を簡易に且つ広範囲に制御可能な実用性の高い電力供給
回路を提供することにある。
本発明は、所定の周期で且つ所定の導通幅で開閉制御さ
れる主スィッチ素子を介してトランスの一次巻線を入力
直流電源に接続し、上記トランスの二次巻線に負荷回路
を接続すると共に、前記主スィッチ素子に並列に、或い
は前記トランスの一次巻線に並列に共振用コンデンサを
接続して構成される電圧共振形シングル・エンド・スイ
ッチング方式の電力供給回路において、上記共振用コン
デンサの電圧共振ループを遮断制御する補助スイッチ素
子を上記共振用コンデンサに対して直列に介挿してなる
ことを特徴とするものである。そして、この補助スイッ
チ素子の導通幅を可変制御することにより、負荷回路へ
の供給電力量を広範囲に且つ効率的に可変するようにし
たものである。
れる主スィッチ素子を介してトランスの一次巻線を入力
直流電源に接続し、上記トランスの二次巻線に負荷回路
を接続すると共に、前記主スィッチ素子に並列に、或い
は前記トランスの一次巻線に並列に共振用コンデンサを
接続して構成される電圧共振形シングル・エンド・スイ
ッチング方式の電力供給回路において、上記共振用コン
デンサの電圧共振ループを遮断制御する補助スイッチ素
子を上記共振用コンデンサに対して直列に介挿してなる
ことを特徴とするものである。そして、この補助スイッ
チ素子の導通幅を可変制御することにより、負荷回路へ
の供給電力量を広範囲に且つ効率的に可変するようにし
たものである。
かくして本発明によれば、主スィッチ素子の導通幅およ
びスイッチング周期を一定に保ってその共振条件を安定
に維持し、負荷回路への電力伝送を高効率に行わしめ乍
ら、共振用コンデンサの共振ループを遮断制御する補助
スイッチ素子によって上記負荷回路への供給電力量を広
範囲に制御することが可能となる。つまり、電圧共振条
件を維持し乍も、その供給電力量を補助スイッチ素子に
よって簡易に制御することができる。しかも、共振用コ
ンデンサに対して補助スイッチ素子を直列に介挿し、そ
の導通を制御するたけと云う簡易な構成であり、その実
用性が昂い等の絶大なる効果が奏せられる。
びスイッチング周期を一定に保ってその共振条件を安定
に維持し、負荷回路への電力伝送を高効率に行わしめ乍
ら、共振用コンデンサの共振ループを遮断制御する補助
スイッチ素子によって上記負荷回路への供給電力量を広
範囲に制御することが可能となる。つまり、電圧共振条
件を維持し乍も、その供給電力量を補助スイッチ素子に
よって簡易に制御することができる。しかも、共振用コ
ンデンサに対して補助スイッチ素子を直列に介挿し、そ
の導通を制御するたけと云う簡易な構成であり、その実
用性が昂い等の絶大なる効果が奏せられる。
以下、図面を参照して本発明の実施例につき説明する。
第１図は本発明の一実施例に係る電力供給回路の構成図
であり、１は直流入力電源、２は負荷回路である。トラ
ンス３は一次巻線および二次巻線を備えて構成されるが
、ここでは励磁インダクタンス３ａと洩れインダクタン
ス３ｂとにより等制約に示されている。しかして、前記
直流入力電源ｌには、主スィッチ素子４および補助スイ
ッチ素子５を直列に介して前記トランス３の一次巻線が
接続されている。上記主スィッチ素子４および補助スイ
ッチ素子５は、それぞれダンパーダイオード４ａ、５ａ
を並列に接続したサイリスタ等の半導体スイッチ素子か
らなるものである。この主スィッチ素子４は、所定の周
期で且つ所定の導通幅で開閉制御される。
であり、１は直流入力電源、２は負荷回路である。トラ
ンス３は一次巻線および二次巻線を備えて構成されるが
、ここでは励磁インダクタンス３ａと洩れインダクタン
ス３ｂとにより等制約に示されている。しかして、前記
直流入力電源ｌには、主スィッチ素子４および補助スイ
ッチ素子５を直列に介して前記トランス３の一次巻線が
接続されている。上記主スィッチ素子４および補助スイ
ッチ素子５は、それぞれダンパーダイオード４ａ、５ａ
を並列に接続したサイリスタ等の半導体スイッチ素子か
らなるものである。この主スィッチ素子４は、所定の周
期で且つ所定の導通幅で開閉制御される。
この主スィッチ素子４に対して並列に共振用コンデンサ
６が接続される。この共振用コンデンサ６は前記ｌ・ラ
ンス３の洩れインダクタンス３ｂとの間で電圧共振ルー
プを形成するものであり、これによって電圧共振型シン
グル・エンズ・スイッチング回路が構成されている。そ
して、上記電圧共振ループの前記共振用コンデンサ６に
対して直列に前記補助スイッチ素子５が介挿されている
と云える◇尚、図中８は前記スイッチ素子４．５をそれ
ぞれ駆動するスイッチ駆動回路である。また前記負荷回
路２は、前記トランス３の二次巻線に接続されたもので
、ここではダイオードによるブリッジ整流回路と、その
出力端に接続された平滑用コンデンサおよび抵抗からな
る負荷が示されている。
６が接続される。この共振用コンデンサ６は前記ｌ・ラ
ンス３の洩れインダクタンス３ｂとの間で電圧共振ルー
プを形成するものであり、これによって電圧共振型シン
グル・エンズ・スイッチング回路が構成されている。そ
して、上記電圧共振ループの前記共振用コンデンサ６に
対して直列に前記補助スイッチ素子５が介挿されている
と云える◇尚、図中８は前記スイッチ素子４．５をそれ
ぞれ駆動するスイッチ駆動回路である。また前記負荷回
路２は、前記トランス３の二次巻線に接続されたもので
、ここではダイオードによるブリッジ整流回路と、その
出力端に接続された平滑用コンデンサおよび抵抗からな
る負荷が示されている。
以上を要約すれば、二次巻線に負荷回路２を接続したト
ランス３の一次巻線に、主スィッチ素子４を介して直流
入力電ｔＪを接続し、更に上記主スィッチ素子４に並列
に共振用コンデンサ６を接続して構成される電圧共振形
スイッチング方式の電力伝送回路の、上記共振用コンデ
ンサ６に対して直列に、且つその共振ループを遮断制御
するべく補助スイッチ素子５を介挿して電力供給口１８
が構成されている。
ランス３の一次巻線に、主スィッチ素子４を介して直流
入力電ｔＪを接続し、更に上記主スィッチ素子４に並列
に共振用コンデンサ６を接続して構成される電圧共振形
スイッチング方式の電力伝送回路の、上記共振用コンデ
ンサ６に対して直列に、且つその共振ループを遮断制御
するべく補助スイッチ素子５を介挿して電力供給口１８
が構成されている。
次にこのように構成された本回路の動作について説明す
る。
る。
今、主スィッチ素子４は、所定の周期で且つ所定の導通
幅で開閉動作し、回路が定常状態に達しているものとす
る。即ち、共振用コンデンサ６の端子電圧ｖｃは、主ス
ィッチ素子３が導通する直前に零電位となり、また平滑
用コンデンサ７の端子電圧Ｂｏｕｔは一定となっている
ものとする。
幅で開閉動作し、回路が定常状態に達しているものとす
る。即ち、共振用コンデンサ６の端子電圧ｖｃは、主ス
ィッチ素子３が導通する直前に零電位となり、また平滑
用コンデンサ７の端子電圧Ｂｏｕｔは一定となっている
ものとする。
第２図（ａ）〜（ｅ）は主スィッチ素子４および補助ス
イッチ素子５の開閉１１作に関連した回路の等測的な構
成図であり、第３図（ａＪ〜（ｄ）は各部の電流・電圧
鼓形を示すものである。
イッチ素子５の開閉１１作に関連した回路の等測的な構
成図であり、第３図（ａＪ〜（ｄ）は各部の電流・電圧
鼓形を示すものである。
先ず、主スィッチ素子４と補助スイッチ素子５とが互い
に同期して、同時にＯＮ −ＯＦ” Ｆ動作を繰返して
いるものとする。しかして、上記各スイッチ素子４，５
が共に導通しているときには、前記平滑用コンデンサ７
の端子電圧Ｅｏｕｔを電池７ａと看做して、その等価回
路は第２図（ａ）の如く示される。このとき、トランス
３の励磁インダクタンス３ａに流れる電流１ｍは第３図
（ａ）に示すように、電源１の電圧Ｅｉｎと上記インダ
クタンス３ａの値Ｌ１との比（Ｅｔｎ／Ｌｔ）を係数と
して、時間ｔの経過に伴って増加する。またこのとき、
トランス３の洩れインダクタンス３ｂに流れる電流１２
は、人出電圧の差（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ ）と、インダン
ｐ ７”７．３ ｂ ノ値Ｌ２との比（（Ｅｉｎ−Ｅｏ
ｕｔ）／Ｌ２）を係数として、第３図（Ｃ）に示す如（
流れる。従って、この期間Ｔｏｎには、スイッチ素子４
，５には、上記各電流の和である。
に同期して、同時にＯＮ −ＯＦ” Ｆ動作を繰返して
いるものとする。しかして、上記各スイッチ素子４，５
が共に導通しているときには、前記平滑用コンデンサ７
の端子電圧Ｅｏｕｔを電池７ａと看做して、その等価回
路は第２図（ａ）の如く示される。このとき、トランス
３の励磁インダクタンス３ａに流れる電流１ｍは第３図
（ａ）に示すように、電源１の電圧Ｅｉｎと上記インダ
クタンス３ａの値Ｌ１との比（Ｅｔｎ／Ｌｔ）を係数と
して、時間ｔの経過に伴って増加する。またこのとき、
トランス３の洩れインダクタンス３ｂに流れる電流１２
は、人出電圧の差（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ ）と、インダン
ｐ ７”７．３ ｂ ノ値Ｌ２との比（（Ｅｉｎ−Ｅｏ
ｕｔ）／Ｌ２）を係数として、第３図（Ｃ）に示す如（
流れる。従って、この期間Ｔｏｎには、スイッチ素子４
，５には、上記各電流の和である。
（Ｅｉｎ／Ｌ、）Ｘｔ ＋（（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌ
、）Ｘｔなる電流が流れることになる。
、）Ｘｔなる電流が流れることになる。
しかるのち、スイッチ素子４が開くと（ＯＦＦ ）、洩
れインダクタンス３ｂには期間τ１に亘って慣性気流が
流れる。そして、この期間τ、における等価回路はｆａ
、、２図（ｂ）に示すようになり、先に励磁インダクタ
ンス３ａＫ流れていた電流１１は、入力電源Ｉを介して
共振用コンデンサ６を充電することになる。一方、洩れ
インダクタンス３ｂに流れている慣性電流は、電池７ａ
から入力電源ｌを介して上記共振用コンデンサ６を充電
することになる。従って、共振用コンデンサ６の端子電
圧■ｃ は、第３図（ｂ）に示すように期間τ１におい
て、コンデ／す６の容蓋値と、上記各インダクタンスの
調和平均値とで共振した状態で上昇する。その後、上記
洩れインダクタンス３ｂに流れていた慣性電流が消滅す
ると、上記洩れインダクタンス３ｂの端子間電圧は零と
なり、負荷回路におけるブリッジ整流器はオフ になる
。従って、この場合の等価回路は第２図（Ｃ）に示すよ
うに電源！、共振用コンデンサ６および励磁インダクタ
ンス３ａのみからなる閉回路となる。
れインダクタンス３ｂには期間τ１に亘って慣性気流が
流れる。そして、この期間τ、における等価回路はｆａ
、、２図（ｂ）に示すようになり、先に励磁インダクタ
ンス３ａＫ流れていた電流１１は、入力電源Ｉを介して
共振用コンデンサ６を充電することになる。一方、洩れ
インダクタンス３ｂに流れている慣性電流は、電池７ａ
から入力電源ｌを介して上記共振用コンデンサ６を充電
することになる。従って、共振用コンデンサ６の端子電
圧■ｃ は、第３図（ｂ）に示すように期間τ１におい
て、コンデ／す６の容蓋値と、上記各インダクタンスの
調和平均値とで共振した状態で上昇する。その後、上記
洩れインダクタンス３ｂに流れていた慣性電流が消滅す
ると、上記洩れインダクタンス３ｂの端子間電圧は零と
なり、負荷回路におけるブリッジ整流器はオフ になる
。従って、この場合の等価回路は第２図（Ｃ）に示すよ
うに電源！、共振用コンデンサ６および励磁インダクタ
ンス３ａのみからなる閉回路となる。
またこのときには励磁インダクタンス３ａＫ流れている
慣性電流が、引続き前記電源ｌを介して共振用コンデン
サ６に流入している。そして、励磁インダクタンス３ａ
の端子間電圧は徐々に減少しており、この端子間電圧が
前記等価電池７ａの電圧よりも低くなったとき（時間τ
２）、負荷回路２のブリッジ整流器には、今迄と逆極性
の電圧が加わる。この結果、上記ブリッジ整流器が導通
し、そのときの等価回路は第２図（ｄ）に示すようにな
る。そしてこのときには、前記励磁インダクタンス３ａ
に蓄えられていた慣性電流１１の一部１２が電池７ａに
流れ、他の一部（ｉ、＝ｉ、’）が前記電源１を介して
共振用コンデンサ６に流入する。尚５この期間（ｔｓ
ｉｔ）は、前記生スイッチ素子４のスイッチング周期を
Ｔ飲１ダンパーダイオード４ａが導通している期間なτ
、としたとき、 （ｔｓ ｔ＋）＝（Ｔｏｎ＋τ２）−（Ｔ−一τ３）と
して示される。
慣性電流が、引続き前記電源ｌを介して共振用コンデン
サ６に流入している。そして、励磁インダクタンス３ａ
の端子間電圧は徐々に減少しており、この端子間電圧が
前記等価電池７ａの電圧よりも低くなったとき（時間τ
２）、負荷回路２のブリッジ整流器には、今迄と逆極性
の電圧が加わる。この結果、上記ブリッジ整流器が導通
し、そのときの等価回路は第２図（ｄ）に示すようにな
る。そしてこのときには、前記励磁インダクタンス３ａ
に蓄えられていた慣性電流１１の一部１２が電池７ａに
流れ、他の一部（ｉ、＝ｉ、’）が前記電源１を介して
共振用コンデンサ６に流入する。尚５この期間（ｔｓ
ｉｔ）は、前記生スイッチ素子４のスイッチング周期を
Ｔ飲１ダンパーダイオード４ａが導通している期間なτ
、としたとき、 （ｔｓ ｔ＋）＝（Ｔｏｎ＋τ２）−（Ｔ−一τ３）と
して示される。
このようにして共振用コンデンサ６の充電が終り、その
端子電圧Ｖｃが最大電圧ＶＣＩＩＩＩＣに達した後には
、コンデンサ６に蓄えられた電荷が電源ｌから更に電池
７ａおよびインダクタンス３ｂを経由して流れる。そし
て、この共振過程が進むにつれて、やがて前記コンデン
サ６の端子電圧Ｖｃ はダンパーダイオード４ａを順バ
イアスすることになる。これにより、上記ダイパーダイ
オード４ａを介して前記インダクタンス３ａ。
端子電圧Ｖｃが最大電圧ＶＣＩＩＩＩＣに達した後には
、コンデンサ６に蓄えられた電荷が電源ｌから更に電池
７ａおよびインダクタンス３ｂを経由して流れる。そし
て、この共振過程が進むにつれて、やがて前記コンデン
サ６の端子電圧Ｖｃ はダンパーダイオード４ａを順バ
イアスすることになる。これにより、上記ダイパーダイ
オード４ａを介して前記インダクタンス３ａ。
３ｂにそれぞれ流れていた電流は、電源１に回生される
ことにな−る〇 以上が主スィッチ素子４と補助スイッチ素子５とが同期
してオンし、補助スイッチ素子５が一周期にわたってオ
ン状態を継続しているときの回路動作であり、°共振用
コンデンサ６の電圧共振作用を利用して、共振の弧を描
く電圧波形により電力伝送が行われることになる。
ことにな−る〇 以上が主スィッチ素子４と補助スイッチ素子５とが同期
してオンし、補助スイッチ素子５が一周期にわたってオ
ン状態を継続しているときの回路動作であり、°共振用
コンデンサ６の電圧共振作用を利用して、共振の弧を描
く電圧波形により電力伝送が行われることになる。
さてこのように構成された回路において、今、負荷回路
６への供給電力量を変えるべく、主スィッチ素子４の導
通幅、あるいはそのスイッチング周期を単純に変えた場
合について考察してみる。
６への供給電力量を変えるべく、主スィッチ素子４の導
通幅、あるいはそのスイッチング周期を単純に変えた場
合について考察してみる。
先ず、主スィッチ素子４の導通幅Ｔｏｎを一定にし、且
つ負荷回路２が一定条件である場合において、前述した
電圧共振条件を満たしたまま可変可能な上記主スィッチ
素子４のスイッチング周期Ｔの範囲について検討してみ
る。第３図（ｂ）に示されるように、時刻’ｆｔ５１ｇ
から時刻ＴｊｌＩｃの範囲においては、前記共振作用を
呈する共振用コンデンサ６の端子電圧Ｖ。は、図中破線
で示されるように負の値をとる。そして、この期間に次
のスイッチング周期が始まったとしても、上記コンデン
サ６の端子電圧■ｃ が零以下であることから、主スィ
ッチ素子４の導通によって、該主スィッチ素子４に急激
な電流が流れることはない。然し乍ら、上記期間以外に
次のスイッチング周期が始まると、例えば周期Ｔｂがス
イッチング周期Ｔ社より長い場合、第３図（ｂ）中Ｂ点
で示すように、コンデンサ６には励磁インダクタンス３
ａと導通状態にある補助スイッチ素子５を介して再び正
の電位が充電されており、この電圧ＶＢが主スイツチ素
子４０両端に加わっていることになる。従って、この電
圧ＶＢを主スィッチ素子４の導通によって短絡すると、
主スィッチ素子４には異常に大きな電流Ｘが流れること
になる。このことは主スィッチ素子４の遷移損失の増大
を招くことを意味し、またその程度が激しくなるとその
破損を招来する。従って、回路の共振条件を保持した上
でスイッチング周期を最も太き（設定可能な限界は上述
したＴ−であると云える。
つ負荷回路２が一定条件である場合において、前述した
電圧共振条件を満たしたまま可変可能な上記主スィッチ
素子４のスイッチング周期Ｔの範囲について検討してみ
る。第３図（ｂ）に示されるように、時刻’ｆｔ５１ｇ
から時刻ＴｊｌＩｃの範囲においては、前記共振作用を
呈する共振用コンデンサ６の端子電圧Ｖ。は、図中破線
で示されるように負の値をとる。そして、この期間に次
のスイッチング周期が始まったとしても、上記コンデン
サ６の端子電圧■ｃ が零以下であることから、主スィ
ッチ素子４の導通によって、該主スィッチ素子４に急激
な電流が流れることはない。然し乍ら、上記期間以外に
次のスイッチング周期が始まると、例えば周期Ｔｂがス
イッチング周期Ｔ社より長い場合、第３図（ｂ）中Ｂ点
で示すように、コンデンサ６には励磁インダクタンス３
ａと導通状態にある補助スイッチ素子５を介して再び正
の電位が充電されており、この電圧ＶＢが主スイツチ素
子４０両端に加わっていることになる。従って、この電
圧ＶＢを主スィッチ素子４の導通によって短絡すると、
主スィッチ素子４には異常に大きな電流Ｘが流れること
になる。このことは主スィッチ素子４の遷移損失の増大
を招くことを意味し、またその程度が激しくなるとその
破損を招来する。従って、回路の共振条件を保持した上
でスイッチング周期を最も太き（設定可能な限界は上述
したＴ−であると云える。
また逆にスイッチング周期をＴｓｉよりも短か＜Ｌ、Ｔ
ａ とした場合には、コンデンサ６は縞３図（ｂ）中、
Ａ点で示すように正の電位ＶＡ が残っている状態で主
スィッチ素子４を４通させることを意味する。従って、
この場合にも主スィッチ素子４は、上紀寛圧ＶＡ を短
絡することになるので、前述した例と同様に急激な電流
Ｙが流れ、その遷移損失が増大することになる。そして
、同様にスイッチ素子４の破損を招く虞れがある。。こ
れ故、上記スイッチング周期の最小限界はＴｍであると
云える。
ａ とした場合には、コンデンサ６は縞３図（ｂ）中、
Ａ点で示すように正の電位ＶＡ が残っている状態で主
スィッチ素子４を４通させることを意味する。従って、
この場合にも主スィッチ素子４は、上紀寛圧ＶＡ を短
絡することになるので、前述した例と同様に急激な電流
Ｙが流れ、その遷移損失が増大することになる。そして
、同様にスイッチ素子４の破損を招く虞れがある。。こ
れ故、上記スイッチング周期の最小限界はＴｍであると
云える。
このことは、スイッチング周期の可変可能な範囲は（Ｔ
ｍ−Ｔｍ ） であり、その最小と最大との比で約５倍
程度である。これが、電圧共振形スイッチング方式の電
力供給回路において、その供給電力量を広範囲に変える
ことができない原因の１つであった。
ｍ−Ｔｍ ） であり、その最小と最大との比で約５倍
程度である。これが、電圧共振形スイッチング方式の電
力供給回路において、その供給電力量を広範囲に変える
ことができない原因の１つであった。
これに対して本回路にあっては、電圧共振形スイッチン
グ方式の電力供給回路に加えて、前記したように共振用
コンデンサ６に対して直列に補助スイッチ素子５が介挿
されている。この補助スイッチ素子５は、主スィッチ素
子４が導通されたのち、（第３図（ｅ））その導通期間
Ｔｏｎ内の成る一定時間の遅れを以って（第３図（ｆ）
に示すように導通されるか、あるいは第３図（ｇ）に示
すように主スィッチ素子４に同期して導通さオ］、この
補助スイッチ素子５に流れる電流が（Ｌ＋１２’）が零
になった時点ｔ２かも再びそこに電流が流れるようにな
る時点ｔ４の間の任意の開点で遮断される。尚、第３１
ｇｌ （ｆ） 、 （ｇ）では共にスイッチ素子５に流
れる電流が零になった時点でスイッチ素子５が遮断され
る場合を示している。また第３図（ｅ）〜（ｇ）はスイ
ッチング周期を変化させた場合の各スイッチ素子のオン
・オフタイミングを示す。
グ方式の電力供給回路に加えて、前記したように共振用
コンデンサ６に対して直列に補助スイッチ素子５が介挿
されている。この補助スイッチ素子５は、主スィッチ素
子４が導通されたのち、（第３図（ｅ））その導通期間
Ｔｏｎ内の成る一定時間の遅れを以って（第３図（ｆ）
に示すように導通されるか、あるいは第３図（ｇ）に示
すように主スィッチ素子４に同期して導通さオ］、この
補助スイッチ素子５に流れる電流が（Ｌ＋１２’）が零
になった時点ｔ２かも再びそこに電流が流れるようにな
る時点ｔ４の間の任意の開点で遮断される。尚、第３１
ｇｌ （ｆ） 、 （ｇ）では共にスイッチ素子５に流
れる電流が零になった時点でスイッチ素子５が遮断され
る場合を示している。また第３図（ｅ）〜（ｇ）はスイ
ッチング周期を変化させた場合の各スイッチ素子のオン
・オフタイミングを示す。
Ｍ述のようにスイッチング周期を’ｌ’ｍ＝からＴｂに
変化させた場合に異常電流Ｘが発生する原因は、’ｆｍ
＝からＴｂに至る過程において、主スィッチ素子４がオ
フ状態にあり、こくとき電ｔ１．１、コンデンサ６、ト
ランス３からなる閉回路によって電源ｌからの電流がコ
ンデンサ６に′供給され充電される為である。したがっ
て、前記共振用コンデンサ６に直列に接続された補助ス
イッチ素子５によって上記第２図（ｄ）に示される閉回
路を第２図（ｅ）に示すように少くともＴｅａから１゛
ｂにかけて切断しコンデンサ６への充電を阻止すればコ
ンデンサ６の端子電圧Ｖｃ をＴ−Ｉｅ以後も零電位に
抑えることが可能となる。即ち、主スィッチ素子４のオ
ン・オフ動作周期が回路の共振動作の一周期より長い場
合には補助スイッチ素子５の導通タイミングを第３図（
ｆ）に示すように王スイッチ素子４の導通タイミング（
第３図（ｅ））よりも遅らせるか、あるいは第３図（ｇ
）に示すように回路の共振動作の一周期終了後、主スィ
ッチ素子４が次にオンするまで補助スイッチ５を遮断し
ておくことによって、共振電流による共振用コンデンサ
６の再充電が胆止し、その両端の電圧が零電位に抑えら
れるよう制御され、る。この結果、王スイッチ素子４の
導通時に急激な電流が流れることがな（なり、第３図（
ａ）に示す如きスパイク波形の発生が防止されることに
なる。しかも、このときの回路の共振条件はそのまま維
持される。
変化させた場合に異常電流Ｘが発生する原因は、’ｆｍ
＝からＴｂに至る過程において、主スィッチ素子４がオ
フ状態にあり、こくとき電ｔ１．１、コンデンサ６、ト
ランス３からなる閉回路によって電源ｌからの電流がコ
ンデンサ６に′供給され充電される為である。したがっ
て、前記共振用コンデンサ６に直列に接続された補助ス
イッチ素子５によって上記第２図（ｄ）に示される閉回
路を第２図（ｅ）に示すように少くともＴｅａから１゛
ｂにかけて切断しコンデンサ６への充電を阻止すればコ
ンデンサ６の端子電圧Ｖｃ をＴ−Ｉｅ以後も零電位に
抑えることが可能となる。即ち、主スィッチ素子４のオ
ン・オフ動作周期が回路の共振動作の一周期より長い場
合には補助スイッチ素子５の導通タイミングを第３図（
ｆ）に示すように王スイッチ素子４の導通タイミング（
第３図（ｅ））よりも遅らせるか、あるいは第３図（ｇ
）に示すように回路の共振動作の一周期終了後、主スィ
ッチ素子４が次にオンするまで補助スイッチ５を遮断し
ておくことによって、共振電流による共振用コンデンサ
６の再充電が胆止し、その両端の電圧が零電位に抑えら
れるよう制御され、る。この結果、王スイッチ素子４の
導通時に急激な電流が流れることがな（なり、第３図（
ａ）に示す如きスパイク波形の発生が防止されることに
なる。しかも、このときの回路の共振条件はそのまま維
持される。
補助スイッチ素子５を主スィッチ素子４と同時にオン制
御するときには、前述したＴｓ＝ｇから’ｐ＋ｗの範囲
でそのスイッチング周期を変えることにより負荷回路２
への供給電力量を制御することができる。また、補助ス
イッチ素子５の導通タイミングを遅らせれば上述したよ
うに共益条件を維持した上で供給電力量を可変すること
ができる。従ってその遅れ時間を制御することによって
広範囲に供給電力量を調整することが可能となる。
御するときには、前述したＴｓ＝ｇから’ｐ＋ｗの範囲
でそのスイッチング周期を変えることにより負荷回路２
への供給電力量を制御することができる。また、補助ス
イッチ素子５の導通タイミングを遅らせれば上述したよ
うに共益条件を維持した上で供給電力量を可変すること
ができる。従ってその遅れ時間を制御することによって
広範囲に供給電力量を調整することが可能となる。
このような本回路によれば、スイッチング周期を変えて
供給電力量を制御したいとき、そのスイッチング周期が
ＴＩＩ＋＝を越える場合であっても補助スイッチ素子５
によってコンデンサ６の再充電が阻止され、その両端電
位が零に抑えられるので主スィッチ素子４の導通時に過
大な電流が流れることはない。しかも、回路の共振条件
は安定に維持されており、従って効率の良い電力供給が
可能となる。またその供給電力量を広範囲に制御１する
ことが可能となる。
供給電力量を制御したいとき、そのスイッチング周期が
ＴＩＩ＋＝を越える場合であっても補助スイッチ素子５
によってコンデンサ６の再充電が阻止され、その両端電
位が零に抑えられるので主スィッチ素子４の導通時に過
大な電流が流れることはない。しかも、回路の共振条件
は安定に維持されており、従って効率の良い電力供給が
可能となる。またその供給電力量を広範囲に制御１する
ことが可能となる。
また大電力を扱う場合には、主スィッチ素子４として所
謂ジャイアントトランジスタやゲートやターン・オフ・
サイリスク（ＧＴＯ）等の自己消弧能力を持つものを用
いれば、補助スイッチ素子５として通常のサイリスクを
用いることが可能となる。たたしその場合ターンオフ時
間は共振弧の半周期より短かい必要があり、更には、ス
イッチ駆動回路８として特別な消弧回路を設ける必要も
なくなると云う利点がある。また上記ＧＴＯを主スィッ
チ素子４として用いた場合、周知のようにＧＴＯには所
謂ティルミ流が流れるが、このティルミ流の発生が補助
スイッチ素子５によって強制的にたち切られることにな
るので、これによるターンオン時の遷賂損失等の悪影響
を招くこともない等の効果が奏せられる。故に、回路の
安定動作化を図り得る等のオリ点も生じる。
謂ジャイアントトランジスタやゲートやターン・オフ・
サイリスク（ＧＴＯ）等の自己消弧能力を持つものを用
いれば、補助スイッチ素子５として通常のサイリスクを
用いることが可能となる。たたしその場合ターンオフ時
間は共振弧の半周期より短かい必要があり、更には、ス
イッチ駆動回路８として特別な消弧回路を設ける必要も
なくなると云う利点がある。また上記ＧＴＯを主スィッ
チ素子４として用いた場合、周知のようにＧＴＯには所
謂ティルミ流が流れるが、このティルミ流の発生が補助
スイッチ素子５によって強制的にたち切られることにな
るので、これによるターンオン時の遷賂損失等の悪影響
を招くこともない等の効果が奏せられる。故に、回路の
安定動作化を図り得る等のオリ点も生じる。
尚１本発明は上述した実施例に限定されるものではない
。例えば共振用コンデンサ６をトランス３の一次巻線に
並列接続してなる構成の電圧共振形スイッチング方式の
回路にあっては、第４図に示すように上記コンデンサ６
に対して補助スイッチ素子５を直列に接続し、この直列
回路をトランス３の一次巻線に並列接続するようにして
もよい。また第５図に示すように共振用コンデンサ６に
補助スイッチ素子５を直列接続し、この直列回路を主ス
ィッチ素子４に対して並列接続するようにしてもよい。
。例えば共振用コンデンサ６をトランス３の一次巻線に
並列接続してなる構成の電圧共振形スイッチング方式の
回路にあっては、第４図に示すように上記コンデンサ６
に対して補助スイッチ素子５を直列に接続し、この直列
回路をトランス３の一次巻線に並列接続するようにして
もよい。また第５図に示すように共振用コンデンサ６に
補助スイッチ素子５を直列接続し、この直列回路を主ス
ィッチ素子４に対して並列接続するようにしてもよい。
このようにしても、回路の電圧共振条件を維持した上で
、そのｔｔ給電力量を広範囲に変え乍も、効率の良い電
力伝送を行うことが可能である。また負荷回路２につい
てもこれに限定されないことは云うまでもない。要する
に本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で撞々変形して
実施することができる。
、そのｔｔ給電力量を広範囲に変え乍も、効率の良い電
力伝送を行うことが可能である。また負荷回路２につい
てもこれに限定されないことは云うまでもない。要する
に本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で撞々変形して
実施することができる。
第１図は本発明の一実施例に係る〜：力供給回路の構成
図、第２図（ａ）〜（θ）は動作状態別の等価回路図、
第３図（ａ）〜（＠）は各部の動作波形図、第４図およ
び第５図はそれぞれ他の実施例を示す図である。 ｌ・・・直流入力電源、２・・・負荷回路、３・・トラ
ンス、４・・・主スィッチ素子、５・・・補助スイッチ
素子５６・・・共振用コンデンサ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 第３図 昭和５８年１（′）１１Ｂ 特許庁長官 若 杉 和 天 殿 １．４１件の表示 特願昭５８．−１０８１０４号 ２、発明の名称 電力供給回路 ３、′ｆＩｌｉ正をする渚 事件との関係 特許出願人 （３０７） ！京芝浦市気株式会社 ４、代理人 ５、補正命令の日付 昭和５８年９月２７日 ６、？１ｌｉｌｌ二、の夕・１象 明細書 ７、補正の内容 明細書、第２０頁第２行目に［第３図（ａ）〜Ｕ）は」
とあるを「第３図は」と訂正する。
図、第２図（ａ）〜（θ）は動作状態別の等価回路図、
第３図（ａ）〜（＠）は各部の動作波形図、第４図およ
び第５図はそれぞれ他の実施例を示す図である。 ｌ・・・直流入力電源、２・・・負荷回路、３・・トラ
ンス、４・・・主スィッチ素子、５・・・補助スイッチ
素子５６・・・共振用コンデンサ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 第２図 第３図 昭和５８年１（′）１１Ｂ 特許庁長官 若 杉 和 天 殿 １．４１件の表示 特願昭５８．−１０８１０４号 ２、発明の名称 電力供給回路 ３、′ｆＩｌｉ正をする渚 事件との関係 特許出願人 （３０７） ！京芝浦市気株式会社 ４、代理人 ５、補正命令の日付 昭和５８年９月２７日 ６、？１ｌｉｌｌ二、の夕・１象 明細書 ７、補正の内容 明細書、第２０頁第２行目に［第３図（ａ）〜Ｕ）は」
とあるを「第３図は」と訂正する。
Claims (2)
- （１） 所定の周期で且つ所定の導通幅で開閉制御され
る主スィッチ素子ど、この主スィッチ素子を介して直流
入力電源に一次巻線を接続すると共に、負荷回路を二次
巻線に接続してなるトランスと、このトランスの上記−
次巻線或いは前記主スィッチ素子に並列接続されて前記
トランスの洩れインダクタンスとの間で共振する共振用
コンデンサと、この共振用コンデンサに対して直列に介
挿され、少くとも前記主スィッチ素子が閉成されるまで
共振電流による上記共振用コンデンサの再充電を阻止す
る補助スイッチ素子とを具備したことを特徴とする電力
供給回路。 - （２）主スィッチ素子は、自己消弧作用を呈するジャイ
アント・トランジスタまたはゲートＯクーン・オフ・サ
イリスタからなるものであって、補助スイッチ素子はサ
イリスタからなるものである特許請求の範囲第１項記載
の電力供給回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58108104A JPS602026A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | 電力供給回路 |
| DE8484304013T DE3475036D1 (en) | 1983-06-16 | 1984-06-14 | Power supply circuit |
| EP84304013A EP0129411B1 (en) | 1983-06-16 | 1984-06-14 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58108104A JPS602026A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | 電力供給回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4680492A Division JPH06101926B2 (ja) | 1992-03-04 | 1992-03-04 | 電力供給回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS602026A true JPS602026A (ja) | 1985-01-08 |
| JPH0442906B2 JPH0442906B2 (ja) | 1992-07-14 |
Family
ID=14475972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58108104A Granted JPS602026A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | 電力供給回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0129411B1 (ja) |
| JP (1) | JPS602026A (ja) |
| DE (1) | DE3475036D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005107052A1 (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co., Ltd. | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003189602A (ja) * | 2001-12-17 | 2003-07-04 | Murata Mfg Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電子装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2742010A1 (de) * | 1977-09-17 | 1979-03-22 | Bbc Brown Boveri & Cie | Schaltungsanordnung zum schalten und stellen von gleichspannung |
| JPS57138866A (en) * | 1981-02-17 | 1982-08-27 | Toshiba Corp | Voltage resonance type high frequency switching circuit |
-
1983
- 1983-06-16 JP JP58108104A patent/JPS602026A/ja active Granted
-
1984
- 1984-06-14 DE DE8484304013T patent/DE3475036D1/de not_active Expired
- 1984-06-14 EP EP84304013A patent/EP0129411B1/en not_active Expired
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005107052A1 (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co., Ltd. | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2005318766A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7486055B2 (en) | 2004-04-30 | 2009-02-03 | Mineba Co., Ltd. | DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0442906B2 (ja) | 1992-07-14 |
| EP0129411A2 (en) | 1984-12-27 |
| EP0129411B1 (en) | 1988-11-02 |
| DE3475036D1 (en) | 1988-12-08 |
| EP0129411A3 (en) | 1985-12-11 |
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