JPH0442906B2 - - Google Patents

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JPH0442906B2
JPH0442906B2 JP58108104A JP10810483A JPH0442906B2 JP H0442906 B2 JPH0442906 B2 JP H0442906B2 JP 58108104 A JP58108104 A JP 58108104A JP 10810483 A JP10810483 A JP 10810483A JP H0442906 B2 JPH0442906 B2 JP H0442906B2
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JP
Japan
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switch element
main switch
power supply
terminal
circuit
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JP58108104A
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Toshihiro Onodera
Yoichi Masuda
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Toshiba Corp
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Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication date
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Publication of JPH0442906B2 publication Critical patent/JPH0442906B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電力供給回路に係り、特に負荷回路へ
の供給電力量を簡単に且つ広範囲に制御可能とし
た電圧共振形スイツチング方式の電力供給回路に
関する。
（従来の技術） 高電圧大電力の負荷回路を駆動する電源とし
て、従来よりスイツチング電源が多く用いられて
いる。スイツチング電源としては、チヨツパ方式
やフルブリツジ方式がよく知られている。これら
のスイツチング電源は直流入力電源電圧をスイツ
チ素子で直接スイツチングして電力伝送を行い、
スイツチ素子の導通幅を変えることによつて負荷
回路への電力供給量を制御するように構成されて
いる。しかしながら、これらの方式ではスイツチ
素子の遷移損失がスイツチング周波数の増加に伴
つて増大することから、その動作限界がスイツチ
素子のスイツチング速度によつて制限されるとい
う問題点を有している。
これに対して、直流入力電源電圧を直接スイツ
チングせず、トランスの漏れインダクタンスとこ
れに並列接続されたコンデンサとで構成される共
振回路を外部回路として付加し、スイツチ素子に
かかる電圧や電流が共振の弧となるようにして電
力伝送を行う電圧共振形スイツチング電源が知ら
れている。この方式はスイツチ素子のスイツチン
グ周波数が高くなつてもスイツチ素子の遷移損失
がさほど増えず、高効率のスイツチングが可能と
なる。
（発明が解決しようとする課題） 電圧共振形スイツチング電源では、共振条件が
外部回路で決まるため、スイツチ素子の導通幅や
スイツチング周期を変えても負荷回路への供給電
力量を広範囲に変えることができない。そのた
め、このような電圧共振形スイツチング電源で
は、電力可変制御コンバータなどを設けて供給電
力量を制御するようにしており、回路構成が複雑
化し大規模になるという題があつた。
本発明の目的は、電圧共振波形を利用したスイ
ツチング式電力供給回路において、比較的簡単な
構成により負荷回路への供給電力量を広範囲に制
御できる電力供給回路を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記の課題を解決するため、本発明は電圧共振
形スイツチングのための主スイツチ素子とは別
に、共振用コンデンサと直列に接続された補助ス
イツチ素子を設け、さらに主スイツチを所定の導
通幅および周期でスイツチングさせると共に、補
助スイツチ素子を主スイツチ素子の導通開始時点
またはこれより所定時間遅れた時点で導通開始さ
せ、補助スイツチ素子に流れる電流が零の期間内
に遮断させるスイツチ駆動回路をを設け、主スイ
ツチ素子のスイツチング周期や導通幅の制御によ
つて、負荷回路への供給電力量を広範囲に制御で
きるようにしたものである。
（作用） このように構成された電力供給回路では、補助
スイツチ素子の作用によつて、主スイツチ素子の
遷移損失を増大させることなく、また補助スイツ
チ素子においても遷移損失を生じさせることな
く、主スイツチ素子のスイツチング周期や導通幅
を大幅に変えることができるようになり、電圧共
振形スイツチングによる高効率の長所を生かしつ
つ、供給電力量の広範囲な制御が可能となる。
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。
第１図は、本発明の一実施例に係る電力供給回
路の構成図であり、１は直流入力電源、２は負荷
回路である。トランス３は一次巻線および二次巻
線を備えて構成されるが、図では励磁インダクタ
ンス３ａと漏れインダクタンス３ｂとで等価的に
表されている。
直流入力電源１の両端には、主スイツチ素子４
と補助スイツチ素子５およびトランス３の一次巻
線が直列に接続されている。主スイツチ素子４お
よび補助スイツチ素子５は、それぞれダンパーダ
イオード４ａ，５ａを並列に接続したサイリスタ
等の半導体スイツチ素子からなる。主スイツチ素
子４に対して並列に共振用コンデンサ６が接続さ
れる。従つて、補助スイツチ５は共振用コンデン
サ６に対して直列に接続されることになる。共振
用コンデンサ６と、トランス３の漏れインダクタ
ンス３ｂとで電圧共振ループを形成する。これに
よりトランス３の一次側に電圧共振形シングル・
エンデツド・スイツチング回路が構成される。
負荷回路２はトランス３の二次巻線に接続さ
れ、ダイオードブリツジによる整流回路と、この
整流回路の出力端に接続された平滑用コンデンサ
７および抵抗負荷からなる。
主スイツチ素子４および補助スイツチ素子５
は、スイツチ駆動回路８によつて後述のようにス
イツチング制御される。スイツチ駆動回路８に
は、この電力供給回路の起動タイミングを基準と
して主スイツチ素子４および補助スイツチ素子５
のそれぞれの導通開始・遮断のタイミングが例え
ば予めマニユアル設定されているものとする。但
し、後述するように補助スイツチ素子５にサイリ
スタを用いる場合、その自己消弧機能を利用する
ことにより、補助スイツチ素子５の遮断タイミン
グについては特にスイツチ駆動回路８で定めなく
ともよい。
次に、このように構成された電力供給回路の動
作を説明する。
第２図ａ〜ｅは、第１図の回路の各動作状態で
の等価回路である。また、第３図ａ〜ｇは各部の
電圧・電流波形であり、ａはトランス３の励磁イ
ンダクタンス３ａを流れる電流i1、ｂは共振用コ
ンデンサ６の端子電圧Vc、ｃ，ｄはトランス３
の漏れインダクタンス３ｂを流れる電流i2，i2′、
ｅは主スイツチ素子４の駆動波形、そしてｆ，ｇ
は補助スイツチ素子５の駆動波形である。
今、主スイツチ素子４は所定の導通幅および周
期でスイツチング動作しており、回路は定常状態
に達しているものとする。この定常状態では、共
振用コンデンサ６の端子電圧Vcは主スイツチ素
子４が導通する直前に零電位となる。また、平滑
用コンデンサ７の端子電圧Eoutは一定に保たれ
るため、等価的に第２図中に示すように電池７ａ
と見なすことができる（以下、７ａを等価電池と
いう）。
主スイツチ素子４および補助スイツチ素子５
が共に導通状態の期間Ton この期間Tonでは、等価回路は第２図ａに示す
ようになり、直流入力電源１にトランス３の一次
巻線が直接接続された状態と同じとなる。従つ
て、トランス３の励磁インダクタンス３ａに流れ
る電流i1は、第３図ａに示されるように電源１の
電圧Einと励磁インダクタンス３ａのインダクタ
ンス値L1との比（Ein／L1）を比例係数として、
時間ｔと共に直線的に増加する。また、トランス
３の漏れインダクタンス３ｂを流れる電流i2は、
（Ein−Eout）の電圧差と漏れインダクタンス３
ｂの値L2との比｛（Ein／Eout）／L2｝を比例係
数として、第３図ｃに示すように時間と共に直線
的に増加する。従つて、スイツチ素子４，５に
は、トランス３の励磁インダクタンス３ａおよび
漏れインダクタンス３ｂをそれぞれ流れる電流
i1，i2の和である。
（Ein／L1）ｔ＋｛（Ein−Eout）／L2｝ｔなる
電流が共通に流れることになる。
主スイツチ素子４が非導通状態、補助スイツ
チ素子５が導通状態の期間 次に、第３図ｅに示すように主スイツチ素子４
のみが非導通状態（OFF）になると、等価回路
は第２図ｂに示すようになり、漏れインダクタン
ス３ｂには第３図ｃに示すように期間τ1にわたつ
て慣性電流（テイル電流）が流れる。この状態で
は、先に励磁インダクタンス３ａを流れていた電
流i1は慣性電流として直流入力電源１を介して共
振用コンデンサ６に流れ込み、このコンデンサ６
を充電する。なお、この慣性電流i1は共振用コン
デンサ６と励磁インダクタンス３ａとの共振によ
り、Ton以後もしばらくの間は増加し続ける。ま
た、漏れインダクタンス３ｂを流れる慣性電流i2
も、等価電池７ａおよび直流入力電源１を介して
共振用コンデンサ６を充電する。
従つて、共振用コンデンサ６の端子電圧Vcは、
第３図ｂに示すように期間τ1において共振用コン
デンサ６の容量値と各インダクタンス３ａ，３ｂ
のインダクタンス値L1，L2の調和平均値との共
振波形に従つてHin＋Houtの電圧値まで上昇す
る。なお、第２図ａ，ｂの状態においては、負荷
回路２におけるダイオードブリツジのダイオード
Ｄ２，Ｄ３が導通状態となつている。
この後、漏れインダクタンス３ｂを流れていた
慣性電流i2が零になると、漏れインダクタンス３
ｂの端子電圧が零になるので、負荷回路２におけ
るダイオードブリツジのダイオードＤ１〜Ｄ４は
全てオフとなる。従つて、この場合の等価回路は
第２図ｃに示すようになり、直流入力電源１、共
振用コンデンサ６および励磁インダクタンス３ａ
のみからなる閉回路が形成される。また、このと
き励磁インダクタンス３ａを流れていた電流i1
は、引き続き慣性電流として直流入力電源１を介
して共振用コンデンサ６に流入している。
第２図ｃの状態において、励磁インダクタンス
３ａの端子電圧は、このインダクタンス３ａを流
れる慣性電流i1による共振用コンデンサ６の充電
に伴つて徐々に減少する。この励磁インダクタン
ス３ａの端子電圧が等価電池７ａの電圧よりも低
くなると（時刻t1）、負荷回路２内のダイオード
ブリツジには今までと逆極性の電圧が加わる。こ
の結果、負荷回路２内のダイオードブリツジのダ
イオードＤ４，Ｄ１が導通状態となり、等価回路
は第２図ｄに示すようになる。
第２図ｄの状態においては、励磁インダクタン
ス３ａに蓄えられていた慣性電流i1の一部i2′が第
３図ｄに示すように等価電池７ａに流れ込むと共
に、負荷回路２へ電力が供給され、他の一部（i1
−i2′）が直流入力電源１を介して共振用コンデン
サ６に流入し、コンデンサ６を充電する。この共
振用コンデンサ６の充電により、コンデンサ６の
端子電圧Vcが最大値に達すると、コンデンサ６
に蓄えられた電荷が直流入力電源１、等価電池７
ａおよび漏れインダクタンス３ｂを介して放電す
る。この共振の過程が進むと、共振用コンデンサ
６の端子電圧Vcは、やがてダンパーダイオード
４ａを順バイアスする極性に転ずる（時刻t3）。
なお、この第２図ｄの等価回路の状態にある期
間（t3−t1）は、主スイツチ素子４のスイツチン
グ周期をTmax、ダンパーダイオード４ａの導通
期間をτ3としたとき、 （t3−t1） ＝（Ton＋τ2）〜（Tmax−τ3） で示される。
次に、時刻t3でダンパーダイオード４ａが導通
状態になると、等価回路は再び第２図ａと同様に
なり、インダクタンス３ａ，３ｂに残つていた慣
性電流は第２図ａのi1，i2の逆向きに流れ、直流
入力電源１に回生することになる。そして、ダン
パーダイオード４ａが非導通状態となり、１周期
の動作が終了する（時刻t4）。
以上が第１図の回路において補助スイツチ素子
５が常時導通状態で、主スイツチ素子４が一定導
通幅および一定周期でスイツチングする場合の動
作である。この状態では、共振用コンデンサ６の
電圧共振を利用して、共振の弧を描く電圧波形に
より負荷回路２へ一定の電力が供給される。
次に、負荷回路２への供給電力量を変えるべく
主スイツチ素子４の導通幅またはスイツチング周
期を単純に変えた場合について考察してみる。但
し、補助スイツチ素子５は連続して導通状態にあ
るものと仮定する。
まず、主スイツチ素子４の導通幅Tonを一定に
し、負荷回路２が一定条件である場合において、
電圧共振条件を満たしたまま可変可能な主スイツ
チ素子４のスイツチング周期の範囲について検討
する。第３図ｂに示されるように、ダンパーダイ
オード４ａが導通している時刻3〜t4の期間τ3に
おいては、共振用コンデンサ６の端子電圧Vcは
破線で示されるように負の値をとろうとするが、
ダンパーダイオード４ａの導通により端子電圧
Vcは零に規制される。従つて、この期間τ3の間
に主スイツチ素子４の次のスイツチング周期が始
まつたとしても、共振用コンデンサ６が並列接続
されている主スイツチ素子４の両端電圧が零であ
ることから、主スイツチ素子４には導通開始時に
急激に電流が流れることはない。
一方、この期間τ3以外の期間に主スイツチ素子
４の次のスイツチング周期が始まつた場合、例え
ば主スイツチ素子４のスイツチング周期を先の周
期Tmaxより長い周期Tbとした場合には、第３
図ｂ中Ｂ点に示されるように、共振用コンデンサ
６は励磁インダクタンス３ａと、このとき導通状
態にある補助スイツチ素子５を介して再び正の電
圧VBに充電される。これを共振用コンデンサ６
の再充電と呼ぶ。このため、次に主スイツチ素子
４が再び導通する際、このコンデンサ６の端子電
圧VBが主スイツチ素子４により短絡されるので、
主スイツチ素子４には第３図ａに示されるように
異常に大きな電流Ｘが流れることになる。これは
主スイツチ素子４の遷移損失が増大することを意
味する。遷移損失が増大すると温度上昇も大きく
なり、この温度上昇が許容値を越えると、主スイ
ツチ素子４が破損してしまう。従つて、回路の電
圧共振条件を保持した上で最も大きく設定可能な
主スイツチ素子４のスイツチング周期の値、すな
わちスイツチング周期の上限は、Tmaxというこ
とになる。
逆に、主スイツチ素子４のスイツチング周期を
共振用コンデンサ６の端子電圧Vcが負極性に転
ずる時刻t3までの期間に相当する周期Tminより
短い周期、例えばTaに設定した場合には、コン
デンサ６の端子電圧Vcとして第３図ｂ中Ａ点で
示されるように正の電圧VAが残つている状態で
スイツチ素子４が導通されることになる。このた
め、主スイツチ素子４によりコンデンサ６の端子
電圧VAが短絡されることになるので、主スイツ
チ素子４には第３図ａに示されるように同様に異
常に大きな電流Ｙが流れることになり、主スイツ
チ素子４の遷移損失および温度上昇が増大する。
従つて、主スイツチ素子４のスイツチング周期の
下限は、Tminということになる。
以上のように、補助スイツチ素子５がない従来
回路の場合（補助スイツチ素子５が連続して導通
している場合）に、主スイツチ素子４のスイツチ
ング周期の可変可能な範囲はTmin〜Tmaxであ
り、最大と最小の比で約５倍程度である。このよ
うに主スイツチ素子４のスイツチング周期を広範
囲に制御できないことが、従来の電力供給回路に
おいて負荷回路２への供給電力量を広範囲に変え
ることができない原因の一つとなつていた。
これに対し、本発明では主スイツチ素子４のス
イツチング周期の上限をTmaxより大きくして
も、補助スイツチ素子５によつて、主スイツチ素
子４の遷移損失を増大させないようにすることが
でき、それにより主スイツチ素子４のスイツチン
グ周期や導通幅を広範囲に変えて、負荷回路２へ
の供給電力量を広範囲に制御することができる。
以下、補助スイツチ素子５の動作について説明す
る。
補助スイツチ素子５は、主スイツチ素子４と共
にスイツチ駆動回路８によつて制御され、第３図
ｆに示されるように主スイツチ素子４の導通開始
時点t4（実線の場合）またはt5（破線の場合）から
一定の遅れ時間τ4をもつて導通が開始されるか、
または第３図ｇに示されるように主スイツチ素子
４の導通開始時点t4またはt5と同時に導通が開始
され、次いで主スイツチ素子４が遮断された後、
補助スイツチ素子５を流れる電流が零の期間内の
適当な時刻に遮断される。第３図ｆ，ｇの例で
は、補助スイツチ素子５はこれを流れる電流（こ
の場合、i1＋i2）が非零の状態から零になつた瞬
間の時刻t2に遮断されている。
前述したように、主スイツチ素子４のスイツチ
ング周期をTmaxからTbに長くした場合に、主
スイツチ素子４に第２図ａ中に示すような異常電
流Ｘが流れる原因は、Tmaxの終了時刻t4から
Tbの終了時刻t5までの期間τ4において、第２図
ｄの等価回路に示す電源１〜共振用コンデンサ６
〜トランス３〜電源１の閉回路によつてコンデン
サ６が再充電され、コンデンサ６の端子電圧Vc
が非零の値になるためである。
この問題を解決するため、本実施例では共振用
コンデンサ６と直列に接続された補助スイツチ素
子５をスイツチ駆動回路８によつて第３図ｆに示
すように、例えば時刻t2〜t5の期間にわたり遮断
状態（OFF）にする。この場合の等価回路は第
２図ｅに示すようになり、上記の閉回路は切断さ
れる。これにより期間τ4における共振用コンデン
サ６の再充電を阻止することができ、コンデンサ
６の端子電圧Vcは零に保たれる。
この結果、主スイツチ素子４に異常電流Ｘが流
れるのを防止できるので、例えば第３図ｅに破線
で示すように、主スイツチ素子４の導通開始時刻
をt4よりτ4だけ遅らせてt5とし、主スイツチ素子
４のスイツチング周期の上限をTbまで上げるこ
とができ、その分だけ負荷回路２への供給電力の
可変範囲を広げることが可能となる。
また、補助スイツチ素子５を第３図ｇに示すよ
うに主スイツチ素子４の導通開始時点t4またはt5
と同時に導通開始させるようにしても、共振用コ
ンデンサ６の再充電を防止できるので、上記と同
様の効果が得られる。
このように補助スイツチ素子５によつて主スイ
ツチ素子４の導通開始前における共振用コンデン
サ６の再充電を防止し、それによつて主スイツチ
素子４の導通開始時点でコンデンサ６の端子電圧
を零に保つておくことにより、主スイツチ素子４
の遷移損失を増大させることなく、出力スイツチ
素子４のスイツチング周期または導通幅の制御に
よつて負荷回路２への供給電力量を大幅に変える
ことができる。
さらに、補助スイツチ素子５は上述したように
該スイツチ素子５を流れる電流が零のときに遮断
されるので、こののスイツチ素子５での遷移損失
が発生することはなく、また共振用コンデンサ６
の共振電圧波形を乱すこともない。
尚、大電力を扱う場合、上記実施例において主
スイツチ素子４としてジヤイアント・トランジス
タやゲート・ターン・オフサイリスタ（GTO）
を用い、補助スイツチ素子５として通常のサイリ
スタを用いるとよい。その場合、補助スイツチ素
子５に用いるサイリスタのターンオフ時間は、共
振弧の半周期より短くすることが望ましい。
また、補助スイツチ素子５にサイリスタを用い
ると、サイリスタの自己消弧機能を利用して、流
れる電流が保持電流以下になつたとき自動的に非
導通状態にすることができるので、スイツチ駆動
回路８内に特別な消弧回路を設けることなく、補
助スイツチ素子５をその電流が零になつたとき
（時刻t2）、自動的に遮断させることができる。さ
らに、主スイツチ素子４にGTOを用いた場合、
GTOのターンオフ時のテイル電流が補助スイツ
チ素子５によつて強制的に断ち切られることにな
るので、テイル電流による遷移損失の発生を防止
できるという利点もある。
本発明は上述した実施例に限定されるものでは
なく、種々変形して実施することができる。
第４図は、補助スイツチ素子５と共振用コンデ
ンサ６の直列回路を主スイツチ素子４に対して並
列接続した実施例である。この実施例によつて
も、先の実施例と同様の効果が得られる。
さらに、負荷回路２についても図に示した構成
に限定されないことはいうまでもない。要する
に、本発明は要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施することができる。
（発明の効果） 本発明によれば、電圧共振のためのスイツチン
グを行う主スイツチ素子とは別に共振用コンデン
サと直列に接続された補助スイツチを設け、スイ
ツチ駆動回路により主スイツチ素子を所定の導通
幅および周期でスイツチングさせると共に、補助
スイツチ素子を主スイツチ素子の導通開始時点ま
たはこれより所定時間遅れた時点で導通開始さ
せ、補助スイツチ素子に流れる電流が零の期間内
に遮断させるという比較的簡単な構成により、ス
イツチの遷移損失を増大させることなく、電圧共
振条件を保ちつつ、負荷回路への供給電力量を広
範囲に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例に係る電力供給回路
の構成図、第２図ａ〜ｅは第１図の電力供給回路
の動作状態別の等価回路を示す図、第３図は第１
図の各部の動作波形を示す図、第４図は本発明の
他の実施例に係る電力供給回路の構成図である。 １…直流入力電源、２…負荷回路、３…トラン
ス、４…主スイツチ素子、５…補助スイツチ素
子、６…共振用コンデンサ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 直流入力電源と、 前記直流入力電源の一方の端子に片方の端子が
    接続された主スイツチ素子と、 前記主スイツチ素子と並列に接続された共振用
    コンデンサと、 前記主スイツチ素子の他方の端子と前記直流入
    力電源の他方の端子との間に一次巻線が接続され
    たトランスと、 前記トランスの一次巻線と前記主スイツチ素子
    の他方の端子との間に挿入された補助スイツチ素
    子と、 前記トランスの二次巻線に接続され、負荷に電
    力を供給する整流平滑回路と、 前記主スイツチ素子を所定の導通幅および周期
    でスイツチングさせると共に、前記補助スイツチ
    素子を前記主スイツチ素子の導通開始時点または
    これより所定時間遅れた時点で導通開始させ、補
    助スイツチ素子に流れる電流が零の期間内に遮断
    させるスイツチ駆動回路と を具備したことを特徴とする電力供給回路。 ２ 前記主スイツチ素子は、自己消弧作用を有す
    るジヤイアント・トランジスタまたはゲート・タ
    ーン・オフ・サイリスタであり、前記補助スイツ
    チ素子はサイリスタである特許請求の範囲第１項
    記載の電力供給回路。 ３ 直流入力電源と、 前記直流入力電源の一方の端子に片方の端子が
    接続された主スイツチ素子と、 前記主スイツチ素子と並列に接続された共振用
    コンデンサと、 前記主スイツチ素子の他方の端子と前記直流入
    力電源の他方の端子との間に一次巻線が接続され
    たトランスと、 前記共振用コンデンサと直列に接続された補助
    スイツチ素子と、 前記トランスの二次巻線に接続され、負荷に電
    力を供給する整流平滑回路と、 前記主スイツチ素子を所定の導通幅および周期
    でスイツチングさせると共に、前記補助スイツチ
    素子を前記主スイツチ素子の導通開始時点または
    これより所定時間遅れた時点で導通開始させ、補
    助スイツチ素子に流れる電流が零の期間内に遮断
    させるスイツチ駆動回路と を具備したことを特徴とする電力供給回路。 ４ 前記主スイツチ素子は、自己消弧作用を有す
    るジヤイアント・トランジスタまたはゲート・タ
    ーン・オフ・サイリスタであり、前記補助スイツ
    チ素子はサイリスタである特許請求の範囲第３項
    記載の電力供給回路。
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