JPH0586128B2 - - Google Patents
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- JPH0586128B2 JPH0586128B2 JP59274702A JP27470284A JPH0586128B2 JP H0586128 B2 JPH0586128 B2 JP H0586128B2 JP 59274702 A JP59274702 A JP 59274702A JP 27470284 A JP27470284 A JP 27470284A JP H0586128 B2 JPH0586128 B2 JP H0586128B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、電力用変圧器の保護に用いられる差
動継電器に関するものである。
動継電器に関するものである。
第１１図に差動継電器の一般的な適用例を示
す。第１１図において１は電力用変圧器、２-1，
２-2は電力用変圧器１の端子電流を抽出する変流
器CT、３は変流器２-1，２-2の２次電流を入力
して変圧器を差動保護する差動継電器、４はしや
断器である。第１２図は差動継電器３の特性例を
示す図で、電力用変圧器１の入力電流I1′，出力
電流I2′に基くCT２-1，２-2の２次電流をそれぞ
れ、I1，I2としたときの特性である。電力用変圧
器１内部に事故のないケースでは差動継電器３へ
の入力電流ろI1＝I2となるので第１２図における
対角線が入力電流I1，I2の存在域となる。しかる
に、電力用変圧器１の内部に事故のあるケースで
は入力電流はI1≠I2となるので差動電流Id＝I1＋I2
≠０となり、このIdの値が大になると第１２図に
おける比率差動要素DIFあるいは高整定過電流要
素HOCの動作領域に入ることとなり、差動継電
器３は動作し、しや断器４を引き外し電力用変圧
器１を保護する。ここで比率差動要素DIF，高整
定過電流要素HOCの動作式は一例を示すと、そ
れぞれK1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）≧K0，I1
＋I2≧K3である。ただし、K0，K1，K2，K3は任
意の定数とする。第１３図は差動継電器３のブロ
ツク図の一例である。５-1，５-2は入力変成器、
６は加算器、７-1，７-2は整流器、８，９は加算
器、１０，１１はレベル検出器、１２は第２調波
電流抽出回路、１３は基本波電流抽出回路、１４
は比較器、１５はインヒビツト回路である。入力
電流I1，I2は入力変成器５を通して加算器６に導
入され、加算された後、加算器９にプラス入力さ
れる。また、入力電流I1，I2は入力変成器５-1，
５-2を通して整流器７-1，７-2にも導入され、そ
れぞれ導入された後加算器８にて加算され、加算
器９にマイナス入力される。加算器９の出力は
K1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）となり、レベル
検出器１１はK1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）≧
K0のとき出力「１」を生じ、比率差動要素DIF
の出力を生じる。
す。第１１図において１は電力用変圧器、２-1，
２-2は電力用変圧器１の端子電流を抽出する変流
器CT、３は変流器２-1，２-2の２次電流を入力
して変圧器を差動保護する差動継電器、４はしや
断器である。第１２図は差動継電器３の特性例を
示す図で、電力用変圧器１の入力電流I1′，出力
電流I2′に基くCT２-1，２-2の２次電流をそれぞ
れ、I1，I2としたときの特性である。電力用変圧
器１内部に事故のないケースでは差動継電器３へ
の入力電流ろI1＝I2となるので第１２図における
対角線が入力電流I1，I2の存在域となる。しかる
に、電力用変圧器１の内部に事故のあるケースで
は入力電流はI1≠I2となるので差動電流Id＝I1＋I2
≠０となり、このIdの値が大になると第１２図に
おける比率差動要素DIFあるいは高整定過電流要
素HOCの動作領域に入ることとなり、差動継電
器３は動作し、しや断器４を引き外し電力用変圧
器１を保護する。ここで比率差動要素DIF，高整
定過電流要素HOCの動作式は一例を示すと、そ
れぞれK1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）≧K0，I1
＋I2≧K3である。ただし、K0，K1，K2，K3は任
意の定数とする。第１３図は差動継電器３のブロ
ツク図の一例である。５-1，５-2は入力変成器、
６は加算器、７-1，７-2は整流器、８，９は加算
器、１０，１１はレベル検出器、１２は第２調波
電流抽出回路、１３は基本波電流抽出回路、１４
は比較器、１５はインヒビツト回路である。入力
電流I1，I2は入力変成器５を通して加算器６に導
入され、加算された後、加算器９にプラス入力さ
れる。また、入力電流I1，I2は入力変成器５-1，
５-2を通して整流器７-1，７-2にも導入され、そ
れぞれ導入された後加算器８にて加算され、加算
器９にマイナス入力される。加算器９の出力は
K1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）となり、レベル
検出器１１はK1（I1＋I2）−K2（｜I1｜＋｜I2｜）≧
K0のとき出力「１」を生じ、比率差動要素DIF
の出力を生じる。
また、加算器６の出力はレベル検出器１０にも
入力されレベル検出器１０はI1＋I2≧K3のとき出
力「１」を生じ、高整定電流要素HOCの出力を
生じる。
入力されレベル検出器１０はI1＋I2≧K3のとき出
力「１」を生じ、高整定電流要素HOCの出力を
生じる。
さらに、加算器６の出力は第２調波電流抽出回
路１２，基本波電流抽出回路１３にも導入され、
それぞれの出力は比較器１４に導入され、基本波
電流I1fに対する第２調波電流I2fの比が所定の値
Keを越えたとき、すなわち｜I2f｜／｜I1f｜≧Keのとき
比 較器１４は出力し、インヒビツト回路１５の禁止
入力を生じ、インヒビツト回路に入力される被禁
止入力のレベル検出器１１の出力すなわち、比率
差動要素の出力をロツクする。なお説明の便宜上
第２調波電流抽出回路１２，基本波電流抽出回路
１３および比較器１４から成る回路を励磁突入電
流検出回路という。もし、比較器１４の出力がな
ければ比率差動要素の出力はロツクされることな
く、インヒビツト回路は出力を生じる。
路１２，基本波電流抽出回路１３にも導入され、
それぞれの出力は比較器１４に導入され、基本波
電流I1fに対する第２調波電流I2fの比が所定の値
Keを越えたとき、すなわち｜I2f｜／｜I1f｜≧Keのとき
比 較器１４は出力し、インヒビツト回路１５の禁止
入力を生じ、インヒビツト回路に入力される被禁
止入力のレベル検出器１１の出力すなわち、比率
差動要素の出力をロツクする。なお説明の便宜上
第２調波電流抽出回路１２，基本波電流抽出回路
１３および比較器１４から成る回路を励磁突入電
流検出回路という。もし、比較器１４の出力がな
ければ比率差動要素の出力はロツクされることな
く、インヒビツト回路は出力を生じる。
次に、第１３図に記述した励磁突入電流検出回
路１６の必要性について説明する。第１１図にお
いてしや断器４を投入したときには良く知られて
いる様に変圧器１に励磁突入電流が流れる。第１
４図に励磁突入電流の１例を示す。この励磁突入
電流の大きさは投入位相，残留磁束，背後電源等
により異なるが、変圧器１の内部事故時と同様に
差動電流Id＝I1＋I2＝I1≠０を生じるのでその大
きさによつては比率差動要素DIFの動作領域に入
ることがあり、そのため差動継電器３は変圧器１
の事故でないにもかかわらず動作することがあ
る。この不要応動を防止する為に、一例として第
１３図に示した励磁突入電流検出回路１６を用い
る訳である。励磁突入電流は第１４図に一例を示
した様に、第２調波分を多く含有する特徴ある波
形となつている。よつて、基本波に対する第２調
波の含有率が一定値以上になつたときに、励磁突
入電流と判定し、比率差動要素DIFの出力をロツ
クすれば差動継電器３の不要応動を防止すること
ができる訳である。なお、高整定過電流要素
HOCについては一般に励磁突入電流により不要
応動しないレベルに整定するので前記対策は不要
である。以上の如く、従来より第２調波検出回路
は用いられて来たが、励磁突入電流発生時は比率
差動要素DIFがロツクされる為に、同時に変圧器
に内部事故が発生した場合は高整定過電流要素
HOCのみに頼らざるを得なかつた。また、励磁
突入電流発生時を考慮すると、一般に比率差動要
素DIFに比べて動作時間が高速である高整定過電
流要素HOCが高速を要求されないケースすなわ
ち、高整定過電流要素HOCが比率差動要素と同
様の動作時間で良い様なケースでも比率差動要素
DIFが励磁突入電流発生時にロツクされるので、
高整定過電流要素HOCを削除することができず、
回路規模が大となり経済性、小型化等の点で難点
があつた。
路１６の必要性について説明する。第１１図にお
いてしや断器４を投入したときには良く知られて
いる様に変圧器１に励磁突入電流が流れる。第１
４図に励磁突入電流の１例を示す。この励磁突入
電流の大きさは投入位相，残留磁束，背後電源等
により異なるが、変圧器１の内部事故時と同様に
差動電流Id＝I1＋I2＝I1≠０を生じるのでその大
きさによつては比率差動要素DIFの動作領域に入
ることがあり、そのため差動継電器３は変圧器１
の事故でないにもかかわらず動作することがあ
る。この不要応動を防止する為に、一例として第
１３図に示した励磁突入電流検出回路１６を用い
る訳である。励磁突入電流は第１４図に一例を示
した様に、第２調波分を多く含有する特徴ある波
形となつている。よつて、基本波に対する第２調
波の含有率が一定値以上になつたときに、励磁突
入電流と判定し、比率差動要素DIFの出力をロツ
クすれば差動継電器３の不要応動を防止すること
ができる訳である。なお、高整定過電流要素
HOCについては一般に励磁突入電流により不要
応動しないレベルに整定するので前記対策は不要
である。以上の如く、従来より第２調波検出回路
は用いられて来たが、励磁突入電流発生時は比率
差動要素DIFがロツクされる為に、同時に変圧器
に内部事故が発生した場合は高整定過電流要素
HOCのみに頼らざるを得なかつた。また、励磁
突入電流発生時を考慮すると、一般に比率差動要
素DIFに比べて動作時間が高速である高整定過電
流要素HOCが高速を要求されないケースすなわ
ち、高整定過電流要素HOCが比率差動要素と同
様の動作時間で良い様なケースでも比率差動要素
DIFが励磁突入電流発生時にロツクされるので、
高整定過電流要素HOCを削除することができず、
回路規模が大となり経済性、小型化等の点で難点
があつた。
本発明は上記問題点を解決する為になされたも
のであり、信頼性あるいは経済性、小型化等で優
れた電力用変圧器保護用差動継電器を提供するこ
とを目的とするものである。
のであり、信頼性あるいは経済性、小型化等で優
れた電力用変圧器保護用差動継電器を提供するこ
とを目的とするものである。
本発明は励磁突入電流検出時に比率差動要素の
特性を高整定過電流要素と同等の特性あるいは任
意の所定の特性に低感度化させることにより、励
磁突入電流検出時にも比率差動要素をロツクする
ことを不要とし、信頼性あるいは経済性、小型化
等で優れた電力用変圧器保護用差動継電器を実現
するものである。
特性を高整定過電流要素と同等の特性あるいは任
意の所定の特性に低感度化させることにより、励
磁突入電流検出時にも比率差動要素をロツクする
ことを不要とし、信頼性あるいは経済性、小型化
等で優れた電力用変圧器保護用差動継電器を実現
するものである。
〈実施例の構成〉
本発明の一実施例である第１図を用いて以下説
明する。
明する。
第１図において第１３図と対応する部分には同
一符号をつけて重複する説明は省略する。第１図
において加算器８の出力は可変増幅器１７を通し
て加算器９に導入され、また加算器９の出力は可
変レベル検出器１８でレベル検出され可変レベル
検出器１８の出力は比率差動要素DIFの出力とな
る。また、比較器１４の出力は可変増幅器１７及
び可変レベル検出器１８の制御信号として各々に
導入される構成である。
一符号をつけて重複する説明は省略する。第１図
において加算器８の出力は可変増幅器１７を通し
て加算器９に導入され、また加算器９の出力は可
変レベル検出器１８でレベル検出され可変レベル
検出器１８の出力は比率差動要素DIFの出力とな
る。また、比較器１４の出力は可変増幅器１７及
び可変レベル検出器１８の制御信号として各々に
導入される構成である。
〈実施例の作用〉
第１図において、励磁突入電流が存在しないと
きには励磁突入電流検出回路１６は動作しないの
で比較器１４は「０」出力となる。比較器１４の
出力が「０」のときは可変増幅器１７のゲインは
１となり、また、レベル検出器１８のレベル検出
値はK0／K1となり、比率差動要素DIFの動作式は第 １３図の場合と同様の動作式K1（I1＋I2）−K2（｜
I1｜＋｜I2｜）≧K0となり、その特性も第１２図
と同様となる。励磁突入電流が存在するときには
励磁突入電流検出回路１６は動作するので比較器
１４は「１」出力となる。比較器１４の出力が
「１」のときは可変増幅器１７のゲインは０とな
り、また、レベル検出器１８のレベル検出値は
K3となり、比率差動要素DIFの動作式は高整定
過電流要素HOCと同様の動作式I1＋I2≧K3とな
り、その特性も第１２図の高整定過電流要素
HOCと同様の特性となる。この励磁突入電流検
出時の比率差動要素DIFの特性の変化の模様を表
わしたのが第２図である。この様に励磁突入電流
検出時には比率差動要素DIFの特性が高整定過電
流要素HOCの特性迄低感度化するので比率差動
要素DIFが不要応動することはない。さらに高整
定過電流要素HOCと同等の動作領域は確保され
ているので、高整定過電流要素のフエイルセーフ
機能を果すことが可能となり、信頼度が向上す
る。また、高整定過電流要素HOCの動作時間が
比率差動要素DIFと同等の動作時間で良い場合に
は高整定過電流要素HOCを不要とすることが可
能となり、経済性、回路の小型化等の点で優れた
差動継電器を提供することが可能となる。
きには励磁突入電流検出回路１６は動作しないの
で比較器１４は「０」出力となる。比較器１４の
出力が「０」のときは可変増幅器１７のゲインは
１となり、また、レベル検出器１８のレベル検出
値はK0／K1となり、比率差動要素DIFの動作式は第 １３図の場合と同様の動作式K1（I1＋I2）−K2（｜
I1｜＋｜I2｜）≧K0となり、その特性も第１２図
と同様となる。励磁突入電流が存在するときには
励磁突入電流検出回路１６は動作するので比較器
１４は「１」出力となる。比較器１４の出力が
「１」のときは可変増幅器１７のゲインは０とな
り、また、レベル検出器１８のレベル検出値は
K3となり、比率差動要素DIFの動作式は高整定
過電流要素HOCと同様の動作式I1＋I2≧K3とな
り、その特性も第１２図の高整定過電流要素
HOCと同様の特性となる。この励磁突入電流検
出時の比率差動要素DIFの特性の変化の模様を表
わしたのが第２図である。この様に励磁突入電流
検出時には比率差動要素DIFの特性が高整定過電
流要素HOCの特性迄低感度化するので比率差動
要素DIFが不要応動することはない。さらに高整
定過電流要素HOCと同等の動作領域は確保され
ているので、高整定過電流要素のフエイルセーフ
機能を果すことが可能となり、信頼度が向上す
る。また、高整定過電流要素HOCの動作時間が
比率差動要素DIFと同等の動作時間で良い場合に
は高整定過電流要素HOCを不要とすることが可
能となり、経済性、回路の小型化等の点で優れた
差動継電器を提供することが可能となる。
〈実施例の効果〉
前述した様に、本発明に用いることにより信頼
性の高いあるいは経済性、小型化等の点で優れた
差動継電器を得ることが可能となりその効果は多
大である。
性の高いあるいは経済性、小型化等の点で優れた
差動継電器を得ることが可能となりその効果は多
大である。
〈他の実施例〉
(i) 第１図の実施例では比率差動要素DIFの変化
後の特性を高整定過電流要素HOCと同様とし
たが可変増幅器１７のゲインを任意の値K〓，
レベル検出器１８のレベル検出値を任意の値
K〓としても良く、その場合の動作式はK1（I1＋
I2）−K〓（｜I1｜＋｜I2｜）≧K〓となり、その特
性の一例を第３図に示す。
後の特性を高整定過電流要素HOCと同様とし
たが可変増幅器１７のゲインを任意の値K〓，
レベル検出器１８のレベル検出値を任意の値
K〓としても良く、その場合の動作式はK1（I1＋
I2）−K〓（｜I1｜＋｜I2｜）≧K〓となり、その特
性の一例を第３図に示す。
(ii) 第１図の例では励磁突入電流検出時比率差動
要素DIF自相制御の例について述べたが第４図
に示す如く１相の励磁突入電流検出回路１６が
動作時は各相の比率差動継電器の比率差動要素
DIFを全て制御する様にしても良い。第４図に
おいて１９は論理和回路である。
要素DIF自相制御の例について述べたが第４図
に示す如く１相の励磁突入電流検出回路１６が
動作時は各相の比率差動継電器の比率差動要素
DIFを全て制御する様にしても良い。第４図に
おいて１９は論理和回路である。
(iii) さらに、第５図に示す如く２相の励磁突入電
流検出回路１６が動作時、各相の比率差動継電
器の比率差動要素DIFを全て制御する様にして
も良い。第５図において２０は論理積回路、２
１は論理和回路である。
流検出回路１６が動作時、各相の比率差動継電
器の比率差動要素DIFを全て制御する様にして
も良い。第５図において２０は論理積回路、２
１は論理和回路である。
(iv) 第１図の例では励磁突入電流検出を行う励磁
突入電流検出回路１６が自相の差動電流Id中の
第２調波電流I2fと基本波電流I1fの比により検
出を行うものであつたが、第６図に示す如く第
２調波電流I2fとして各相の差動電流Id中の第２
調波電流の和｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜とし
ても良い。この場合検出式は ａ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fa
｜≧ Ke ｂ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fb
｜≧ Ke ｃ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fc
｜≧ Ke となる。
突入電流検出回路１６が自相の差動電流Id中の
第２調波電流I2fと基本波電流I1fの比により検
出を行うものであつたが、第６図に示す如く第
２調波電流I2fとして各相の差動電流Id中の第２
調波電流の和｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜とし
ても良い。この場合検出式は ａ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fa
｜≧ Ke ｂ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fb
｜≧ Ke ｃ相継電器は｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fc
｜≧ Ke となる。
第６図において２２は加算器である。
(v) さらに、第７図に示す如く自相の基本波電流
I1fの代りに各相の差動電流Id中の基本波電流の
和｜I1fa｜＋｜I1fb｜＋｜I1fc｜としても良い。
この場合、検出式は各相継電器共に
｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fa｜＋｜I1fb｜＋
｜I1fc｜≧Keとなる。第７ 図において２３，２４は加算器である。
I1fの代りに各相の差動電流Id中の基本波電流の
和｜I1fa｜＋｜I1fb｜＋｜I1fc｜としても良い。
この場合、検出式は各相継電器共に
｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／｜I1fa｜＋｜I1fb｜＋
｜I1fc｜≧Keとなる。第７ 図において２３，２４は加算器である。
(vi) さらに、第８図に示す如く基本波電流として
各相基本波電流のうちの最大のものを用いる
Max〔｜I1fa｜，｜I1fb｜，｜I1fc｜〕として良い。
この場合検出式は各相継電器共に
｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／Max〔｜I1fa｜，｜I1f
b｜，｜I1fc｜〕≧Keとなる。
各相基本波電流のうちの最大のものを用いる
Max〔｜I1fa｜，｜I1fb｜，｜I1fc｜〕として良い。
この場合検出式は各相継電器共に
｜I2fa｜＋｜I2fb｜＋｜I2fc｜／Max〔｜I1fa｜，｜I1f
b｜，｜I1fc｜〕≧Keとなる。
第８図において２３は加算器、２５は最大値抽
出回路である。
出回路である。
(vii) 第１図の実施例では比率差動継電器の比率特
性を決める抑制量として各端子電流の和｜I1｜
＋｜I2｜を用いたが、第９図の如く各端子電流
のうち最大のものMax〔｜I1｜，｜I2｜〕としも
良い。この場合の動作式はK1（I1＋I2）−K2・
Max〔｜I1｜，｜I2｜〕≧K0となる。第９図にお
いて２６は最大値抽出回路である。
性を決める抑制量として各端子電流の和｜I1｜
＋｜I2｜を用いたが、第９図の如く各端子電流
のうち最大のものMax〔｜I1｜，｜I2｜〕としも
良い。この場合の動作式はK1（I1＋I2）−K2・
Max〔｜I1｜，｜I2｜〕≧K0となる。第９図にお
いて２６は最大値抽出回路である。
(viii) 第１図の例では２巻線の電力変圧器保護用比
率差動継電器について示したが３巻線以上の電
力変圧器保護用比率差動継電器についても同様
に適用することが可能であり、一例として３巻
線変圧器保護用比率差動継電器の場合を第１０
図に示す。この場合継電器の動作式は比率差動
要素DIFはK1（I1＋I2＋I3）−K2（｜I1｜＋｜I2｜
＋｜I3｜）≧K0，高整定過電流要素はI1＋I2＋I3
≧K3となる。第１０図において２７，２８は
加算器である。
率差動継電器について示したが３巻線以上の電
力変圧器保護用比率差動継電器についても同様
に適用することが可能であり、一例として３巻
線変圧器保護用比率差動継電器の場合を第１０
図に示す。この場合継電器の動作式は比率差動
要素DIFはK1（I1＋I2＋I3）−K2（｜I1｜＋｜I2｜
＋｜I3｜）≧K0，高整定過電流要素はI1＋I2＋I3
≧K3となる。第１０図において２７，２８は
加算器である。
(ix) 電力用変圧器の保護上高整定過電流要素
HOCの動作時間が比率差動要素DIFと同様で
良い場合には高整定過電流要素回路２９を省略
することが可能である。この場合回路規模が小
となり、継電器の小型化，低コスト化が可能と
なる。
HOCの動作時間が比率差動要素DIFと同様で
良い場合には高整定過電流要素回路２９を省略
することが可能である。この場合回路規模が小
となり、継電器の小型化，低コスト化が可能と
なる。
本発明を用いることにより励磁突入電流検出
時、比率差動継電器の比率差動要素がロツクされ
ることなく、高整定過電流要素だけの動作に頼る
必要がなくなり比率差動継電器の信頼性が大幅に
向上する。また、高整定過電流要素の動作時間が
比率差動要素並で良い場合には高整定過電流要素
を不要とすることが可能となり継電器の大幅な小
型化低コスト化が可能となり、その効果の大なる
ところ顕著である。
時、比率差動継電器の比率差動要素がロツクされ
ることなく、高整定過電流要素だけの動作に頼る
必要がなくなり比率差動継電器の信頼性が大幅に
向上する。また、高整定過電流要素の動作時間が
比率差動要素並で良い場合には高整定過電流要素
を不要とすることが可能となり継電器の大幅な小
型化低コスト化が可能となり、その効果の大なる
ところ顕著である。
第１図は本発明の差動継電器のブロツク図例、
第２図、第３図は夫々本発明の差動継電器の特性
例を示す図、第４図ないし第10は本発明の他の実
施例のブロツク図、第１１図は差動継電器の適用
例を示す図、第１２図は差動継電器の特性例を示
す図、第１３図は従来の差動継電器のブロツク
図、第１４図は励磁突入電流の波形図である。 １…電力用変圧器、２…変流器、３…差動継電
器、４…しや断器、１６…励磁突入電流検出回
路。
第２図、第３図は夫々本発明の差動継電器の特性
例を示す図、第４図ないし第10は本発明の他の実
施例のブロツク図、第１１図は差動継電器の適用
例を示す図、第１２図は差動継電器の特性例を示
す図、第１３図は従来の差動継電器のブロツク
図、第１４図は励磁突入電流の波形図である。 １…電力用変圧器、２…変流器、３…差動継電
器、４…しや断器、１６…励磁突入電流検出回
路。
Claims (1)
- １ 変圧器の各端子に流れる電流に対応した電気
量を入力して動作量および抑制量を作り、これら
動作量，抑制量およびレベル検出値が予定の関係
になると動作し出力を生じる比率差動特性を有す
る変圧器保護用差動継電装置において、前記電気
量から基本波と第２調波の比が所定値以上のとき
動作する励磁突入電流検出手段と、この励磁突入
電流検出手段が動作したとき、前記比率差動特性
の抑制量あるいはレベル検出値の少なくともいず
れか一方を変更し低感度側に特性を移す特性変更
手段とを具備することを特徴とする変圧器保護用
差動継電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27470284A JPS61157221A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 変圧器保護用差動継電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27470284A JPS61157221A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 変圧器保護用差動継電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157221A JPS61157221A (ja) | 1986-07-16 |
| JPH0586128B2 true JPH0586128B2 (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=17545365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27470284A Granted JPS61157221A (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | 変圧器保護用差動継電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61157221A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5312060A (en) * | 1976-07-20 | 1978-02-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Stabilized power apparatus |
| JPS57132727A (en) * | 1981-02-05 | 1982-08-17 | Tokyo Shibaura Electric Co | Transformer protecting relay unit |
-
1984
- 1984-12-28 JP JP27470284A patent/JPS61157221A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61157221A (ja) | 1986-07-16 |
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