JPH0588049B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0588049B2 JPH0588049B2 JP59151201A JP15120184A JPH0588049B2 JP H0588049 B2 JPH0588049 B2 JP H0588049B2 JP 59151201 A JP59151201 A JP 59151201A JP 15120184 A JP15120184 A JP 15120184A JP H0588049 B2 JPH0588049 B2 JP H0588049B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- circuit
- transistor
- short
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Protection Of Static Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は主スイツチング素子としてトランジス
タを用いたトランジスタ回路の特に短絡保護装置
に関するものである。
タを用いたトランジスタ回路の特に短絡保護装置
に関するものである。
第１図はトランジスタを主スイツチング素子と
して用いた公知なインバータである。いま、この
回路に於いて逆変換器４を構成しているトランジ
スタT1〜T6のうちの１個、例えばT1が短絡故障
した場合について考えると、次の通りである。
して用いた公知なインバータである。いま、この
回路に於いて逆変換器４を構成しているトランジ
スタT1〜T6のうちの１個、例えばT1が短絡故障
した場合について考えると、次の通りである。
第２図に示す様にトランジスタT1が短絡故障
後トランジスタT2のベース信号ａが時点t0でON
すると短絡電流icは急激に増加し、次式で表わさ
れる電流まで増加し、流れ続ける。
後トランジスタT2のベース信号ａが時点t0でON
すると短絡電流icは急激に増加し、次式で表わさ
れる電流まで増加し、流れ続ける。
Ic＝Ib×Hfe
Ib：ベース電流、Hfe：直流増幅率
Ic：短絡電流
この時過電流検出レベルをｌに設定しておくと
検出手段８及び制御手段７の動作遅れTd後、つ
まり時点t1にしや断され始め、その後時点t2でし
や断終了する。
検出手段８及び制御手段７の動作遅れTd後、つ
まり時点t1にしや断され始め、その後時点t2でし
や断終了する。
しかし、この時しや断したスイツチング素子
T2は、次の様なエネルギＡを消費する事になる。
T2は、次の様なエネルギＡを消費する事になる。
Ａ＝Vce×Ic×Tw（Ｊ）
Vce：コレクタ、エミツタ間電圧（ここで
はVce≒逆変換器４の入力電圧Vc
となる） Tw：短絡時間t0〜t1 上式のエネルギＡはトランジスタの例えばシリコ
ンチツプの温度を上昇させる熱量となるためトラ
ンジスタの耐量を越えた場合破壊してしまう。つ
まり１個のトランジスタが短絡故障すると、対と
なる素子は、ON信号と共に２次的に破壊してし
まう事になる。これでは短絡時の異常電流を検出
しても安全にしや断し、装置を停止させる事が出
来ない。
はVce≒逆変換器４の入力電圧Vc
となる） Tw：短絡時間t0〜t1 上式のエネルギＡはトランジスタの例えばシリコ
ンチツプの温度を上昇させる熱量となるためトラ
ンジスタの耐量を越えた場合破壊してしまう。つ
まり１個のトランジスタが短絡故障すると、対と
なる素子は、ON信号と共に２次的に破壊してし
まう事になる。これでは短絡時の異常電流を検出
しても安全にしや断し、装置を停止させる事が出
来ない。
この様にならない様にするためには次の様な手
段をとれば良いが、これに伴う問題が別に発生す
る。
段をとれば良いが、これに伴う問題が別に発生す
る。
つまり
１ Vceを一定値以内で使用する。
問題点：イ 装置として受電々圧の高い電圧
に使用出来ない。
に使用出来ない。
ロ 回生制動時には平滑用コン
デンサ３の両端電圧があまり増加
しない様にクランプする必要が発
生する。
デンサ３の両端電圧があまり増加
しない様にクランプする必要が発
生する。
２ Icを一定値以内で使用する。（ベース電流を
一定値以内で供給する。または、Hfeの一定値
以内のものを使用する。） 問題点：過負荷運転時、ベース電流不足とな
りVceが十分飽和領域で使用出来な
いためON損失が増加し、破壊する
恐れが出る。
一定値以内で供給する。または、Hfeの一定値
以内のものを使用する。） 問題点：過負荷運転時、ベース電流不足とな
りVceが十分飽和領域で使用出来な
いためON損失が増加し、破壊する
恐れが出る。
３ Twを一定以内のごとく短かい時間以内で使
用する。
用する。
問題点：イ 約50μs以下では、これ以内とし
てもほとんど耐量増加にならな
い。
てもほとんど耐量増加にならな
い。
ロ 電流検出手段８や制御手段７の
誤動作防止から考えると、動作遅
れ時間は長い方が望ましい。
誤動作防止から考えると、動作遅
れ時間は長い方が望ましい。
等である。
なお、トランジスタを主スイツチング素子とし
て用いた回路の過電流保護回路としては特開昭49
−51529が公知である。
て用いた回路の過電流保護回路としては特開昭49
−51529が公知である。
また、第３図に示すように主スイツチング素子
としてゲート、ターンオフサイリスタG1〜G6を
用いたものに於いては限流リアクトル１２とフラ
イホイール用整流素子１３との並列回路を主スイ
ツチング素子に対して直列に接続し、且つ前記並
列回路とゲートターンオフサイリスタG1〜G6と
の直列回路を、平滑用コンデンサ３に対して並列
に接続したものが、例えば「日立評論」Vol63，
No.６“交流電動機用PWMインバータへのGTOサ
イリスタの応用”図９で紹介されている。これに
よると第４図に示すように時点t0で短絡が発生し
た場合に短絡電流icは除々に増加する。そして過
電流検出レベルをｌに設定しておくと、検出手段
８及び制御手段７の動作遅れTd後、つまり時点
t1に遮断され始め、その後時点t2で遮断が終了す
る。しかし、ゲートターンオフサイリスタの場合
には遮断電流の最大値dmは可制御電流以下であ
る事が必要なので短絡電流icが最大値dmを越え
ると限流リアクトル１２を設けても遮断できず過
電流破壊してしまう。
としてゲート、ターンオフサイリスタG1〜G6を
用いたものに於いては限流リアクトル１２とフラ
イホイール用整流素子１３との並列回路を主スイ
ツチング素子に対して直列に接続し、且つ前記並
列回路とゲートターンオフサイリスタG1〜G6と
の直列回路を、平滑用コンデンサ３に対して並列
に接続したものが、例えば「日立評論」Vol63，
No.６“交流電動機用PWMインバータへのGTOサ
イリスタの応用”図９で紹介されている。これに
よると第４図に示すように時点t0で短絡が発生し
た場合に短絡電流icは除々に増加する。そして過
電流検出レベルをｌに設定しておくと、検出手段
８及び制御手段７の動作遅れTd後、つまり時点
t1に遮断され始め、その後時点t2で遮断が終了す
る。しかし、ゲートターンオフサイリスタの場合
には遮断電流の最大値dmは可制御電流以下であ
る事が必要なので短絡電流icが最大値dmを越え
ると限流リアクトル１２を設けても遮断できず過
電流破壊してしまう。
つまり主スイツチング素子としてゲートターン
オフサイリスタを用いた場合には限流用リアクト
ルとフライホイール用整流素子との並列回路を設
けることは短絡電流の急激な立ち上がりを抑制す
る効果はあるが、ゲートターンオフサイリスタの
可制御電流値を増加させる働きはしない。
オフサイリスタを用いた場合には限流用リアクト
ルとフライホイール用整流素子との並列回路を設
けることは短絡電流の急激な立ち上がりを抑制す
る効果はあるが、ゲートターンオフサイリスタの
可制御電流値を増加させる働きはしない。
第３図の限流リアクトルの使用目的は、短絡電
流増加を抑制し、t1時点でのIcの大きさを可制御
電流以下にすることにある。ゲートターンオフサ
イリスタは、サイリスタと同様に電流の自己増幅
作用があり、短絡電流が流れてもアノード、カソ
ード間電圧は低くなつている。したがつて短絡電
流が流れてもこの電圧降下Vceの大きさは問題と
ならず、むしろゲート電流によつて消弧できるア
ノード電流の大きさ、即ち可制御電流の大きさが
問題となる。
流増加を抑制し、t1時点でのIcの大きさを可制御
電流以下にすることにある。ゲートターンオフサ
イリスタは、サイリスタと同様に電流の自己増幅
作用があり、短絡電流が流れてもアノード、カソ
ード間電圧は低くなつている。したがつて短絡電
流が流れてもこの電圧降下Vceの大きさは問題と
ならず、むしろゲート電流によつて消弧できるア
ノード電流の大きさ、即ち可制御電流の大きさが
問題となる。
これに対してトランジスタは、ベース電流IBと
電流増幅率Hfeでコレクタ電流Icが決まり、Ic＞
IB×HfeになるとVceが急激に大きくなり、Vce
とIcと短絡時間twの積のエネルギーで破壊する
性質を有している。
電流増幅率Hfeでコレクタ電流Icが決まり、Ic＞
IB×HfeになるとVceが急激に大きくなり、Vce
とIcと短絡時間twの積のエネルギーで破壊する
性質を有している。
このようにゲートターンオフサイリスタとトラ
ンジスタは、動作特性が異なりその保護の考えも
異なる。すなわちゲートターンオフサイリスタの
場合はt1時点の電流値を可制御電流の範囲内にす
ること、言いかえると時間的にt1一点を保護方式
であり、これに対しトランジスタの場合は短絡時
間tw全体にわたりVceとIcを小さくすること、言
いかえるとVceとIcとtwの積を考えた保護方式で
ある。したがつて第３図に示した限流リアクトル
をゲートターンオフサイリスタの回路に代えて、
トランジスタ回路にそのまま適用できるか否かは
定かではない。
ンジスタは、動作特性が異なりその保護の考えも
異なる。すなわちゲートターンオフサイリスタの
場合はt1時点の電流値を可制御電流の範囲内にす
ること、言いかえると時間的にt1一点を保護方式
であり、これに対しトランジスタの場合は短絡時
間tw全体にわたりVceとIcを小さくすること、言
いかえるとVceとIcとtwの積を考えた保護方式で
ある。したがつて第３図に示した限流リアクトル
をゲートターンオフサイリスタの回路に代えて、
トランジスタ回路にそのまま適用できるか否かは
定かではない。
本発明の目的は主スイツチング素子としてトラ
ンジスタを用いた回路に於いて、トランジスタの
短絡耐量を大きくすることのできるトランジスタ
回路を提供することにある。
ンジスタを用いた回路に於いて、トランジスタの
短絡耐量を大きくすることのできるトランジスタ
回路を提供することにある。
本発明では主スイツチング素子としてトランジ
スタを用いたものにおいて、短絡時間全体にわた
り逆変換器の入力電圧Vcを分担する電圧分担作
用と、短絡時間全体にわたり短絡電流を抑制する
作用を有する限流リアクトルを上記逆変換器に対
して直列に接続し、且つ上記逆変換器と前記限流
リアクトルの直列回路を平滑用コンデンサに対し
て並列に接続する。
スタを用いたものにおいて、短絡時間全体にわた
り逆変換器の入力電圧Vcを分担する電圧分担作
用と、短絡時間全体にわたり短絡電流を抑制する
作用を有する限流リアクトルを上記逆変換器に対
して直列に接続し、且つ上記逆変換器と前記限流
リアクトルの直列回路を平滑用コンデンサに対し
て並列に接続する。
以上のように構成することによつて、トランジ
スタ短絡時間全体にわたり、トランジスタのコレ
クタ、エミツタ間電圧Vceは前記限流リアクトル
により分担されるのでトランジスタのコレクタ、
エミツタ間電圧Vceの電圧分担が軽減され、また
短絡時間全体にわたり短絡電流が小さくなるよう
に抑制されるので主スイツチング素子としてトラ
ンジスタの短絡耐量を増大させる。
スタ短絡時間全体にわたり、トランジスタのコレ
クタ、エミツタ間電圧Vceは前記限流リアクトル
により分担されるのでトランジスタのコレクタ、
エミツタ間電圧Vceの電圧分担が軽減され、また
短絡時間全体にわたり短絡電流が小さくなるよう
に抑制されるので主スイツチング素子としてトラ
ンジスタの短絡耐量を増大させる。
第５図は本発明を、交流電動機を制御するため
のインバータに実施した場合の例を示している。
以下、この実施例について説明する。
のインバータに実施した場合の例を示している。
以下、この実施例について説明する。
電源１の交流電圧は整流器２で直流に変換さ
れ、平滑用コンデンサ３により平滑される。
れ、平滑用コンデンサ３により平滑される。
平滑用コンデンサ３で平滑された直流電圧は主
スイツチング素子としてのトランジスタT1〜T6
と、これに対して逆並列に接続したフライホイー
ル用ダイオードd1〜d6とより構成される逆変換器
４で交流に逆変換され、電動機５に交流電力を供
給する。
スイツチング素子としてのトランジスタT1〜T6
と、これに対して逆並列に接続したフライホイー
ル用ダイオードd1〜d6とより構成される逆変換器
４で交流に逆変換され、電動機５に交流電力を供
給する。
この交流電力は次に述べる制御手段により制御
される。つまり速度指令信号発生手段６により指
令が与えられると、制御手段７により、これに見
合つたベース信号がトランジスタT1〜T6に夫夫
与えられ、それぞれ駆動される。
される。つまり速度指令信号発生手段６により指
令が与えられると、制御手段７により、これに見
合つたベース信号がトランジスタT1〜T6に夫夫
与えられ、それぞれ駆動される。
この装置の運転中、逆変換器４の入力電流は検
出手段としての直流用変流器８に依り常時検出さ
れる。この検出信号は制御手段７によつてフイー
ドバツク信号として用いられる他に検出電流値が
一定値ｌ以上になつたときには制御手段７を働か
せてトランジスタT1〜T6へのベース信号を無く
すように作用する。
出手段としての直流用変流器８に依り常時検出さ
れる。この検出信号は制御手段７によつてフイー
ドバツク信号として用いられる他に検出電流値が
一定値ｌ以上になつたときには制御手段７を働か
せてトランジスタT1〜T6へのベース信号を無く
すように作用する。
限流リアクトル１２とフライホイール用整流素
子１３との並列回路が逆変換器４に対して直列に
接続してあり、且つ、この並列回路と逆変換回路
との直列回路が平滑用コンデンサ３に対して並列
に接続してある。
子１３との並列回路が逆変換器４に対して直列に
接続してあり、且つ、この並列回路と逆変換回路
との直列回路が平滑用コンデンサ３に対して並列
に接続してある。
以上の回路によりスイツチング素子T1が短絡
故障を起こした時の短絡電流しや断について説明
する。
故障を起こした時の短絡電流しや断について説明
する。
第６図に示すように時点t0において短絡電流ic
が流れ増加し始める。逆変換器の入力電圧Vcは
スイツチング素子T1とT2とにより短絡されるの
で Vc≒０ となる。反対にリアクトル１２の両端電圧ｅは電
圧降下により、 ｅ≒Vdc （Vdc：平滑用コンデンサ３の両
端電圧） となる。以後短絡電流Icは dIc／dt＝Vdc／Ｌ の増加率で上昇して行く。この時の過電流検出レ
ベルをｌに設定しておくと検出手段８及び制御手
段７の動作遅れTd後つまり時点t1にしや断され
始め、時点t2でしや断が終了する。
が流れ増加し始める。逆変換器の入力電圧Vcは
スイツチング素子T1とT2とにより短絡されるの
で Vc≒０ となる。反対にリアクトル１２の両端電圧ｅは電
圧降下により、 ｅ≒Vdc （Vdc：平滑用コンデンサ３の両
端電圧） となる。以後短絡電流Icは dIc／dt＝Vdc／Ｌ の増加率で上昇して行く。この時の過電流検出レ
ベルをｌに設定しておくと検出手段８及び制御手
段７の動作遅れTd後つまり時点t1にしや断され
始め、時点t2でしや断が終了する。
なお、時点t3から逆変換器の入力電圧Vcが
除々に増加し始める。これは短絡電流Icの増加に
伴いベース電流Ibが不足となりスイツチング素子
T2のコレクタ、エミツタ間電圧Vceが増加した
ためである。またこれにより短絡電流Icの増加率
も除々に小さくなつている。以上の動作により以
下の事がわかる。
除々に増加し始める。これは短絡電流Icの増加に
伴いベース電流Ibが不足となりスイツチング素子
T2のコレクタ、エミツタ間電圧Vceが増加した
ためである。またこれにより短絡電流Icの増加率
も除々に小さくなつている。以上の動作により以
下の事がわかる。
１ t0―t3期間
短絡エネルギはほとんどリアクトル１２が負
担している。つまり限流リアクトル１２が負担
しているエネルギＡ１２は A12≒Vce×Ic×Tw（Vce≒Vdc） であり、一方トランジスタT2の負担している
エネルギA2は A2≒Vce×Ic×Tw（Vce≒０） である。
担している。つまり限流リアクトル１２が負担
しているエネルギＡ１２は A12≒Vce×Ic×Tw（Vce≒Vdc） であり、一方トランジスタT2の負担している
エネルギA2は A2≒Vce×Ic×Tw（Vce≒０） である。
∴A12≫A2
２ t3―t1期間
短絡エネルギは限流リアクトル１２からスイ
ツチング素子T2にその分担が移りつつあるが、
その期間のスイツチング素子T2の消費エネル
ギは第２図に比べわずかである。
ツチング素子T2にその分担が移りつつあるが、
その期間のスイツチング素子T2の消費エネル
ギは第２図に比べわずかである。
以上によりスイツチング素子の短絡時の消費エ
ネルギがある値に限られているとすると、 Vce＝A2／Ic×Tw となる。ここでTw＝K1固定定数と考える。ま
た、Td＝K2固定と考えると、Icを小さくすれば
Vceを大きくする事が出来る。つまり直流回路電
圧Vdcが相当高い場合でもトランジスタT1〜T6
は破壊しないから短絡耐量を増大させる事が出来
る。
ネルギがある値に限られているとすると、 Vce＝A2／Ic×Tw となる。ここでTw＝K1固定定数と考える。ま
た、Td＝K2固定と考えると、Icを小さくすれば
Vceを大きくする事が出来る。つまり直流回路電
圧Vdcが相当高い場合でもトランジスタT1〜T6
は破壊しないから短絡耐量を増大させる事が出来
る。
以上の実施例では主スイツチング回路として逆
変換器を用いた場合について説明したが逆変換器
に変えてトランジスタで構成したチヨツパを用い
ることも可能である。
変換器を用いた場合について説明したが逆変換器
に変えてトランジスタで構成したチヨツパを用い
ることも可能である。
本発明によれば限流リアクトルは短絡時間全体
にわたる短絡電流抑制作用と電圧分担作用がある
ので、発明の背景で述べた従来の問題点を解決で
き、次のような優れた効果を奏する。即ち、 １ 限流リアクトルが電圧を分担するのでトラン
ジスタのコレクタ、エミツタ間電圧Vceが一定
値以内の小さな値とすることができ、トランジ
スタの短絡耐量を高めることができる。したが
つて特に受電電圧を低くする必要はない。
にわたる短絡電流抑制作用と電圧分担作用がある
ので、発明の背景で述べた従来の問題点を解決で
き、次のような優れた効果を奏する。即ち、 １ 限流リアクトルが電圧を分担するのでトラン
ジスタのコレクタ、エミツタ間電圧Vceが一定
値以内の小さな値とすることができ、トランジ
スタの短絡耐量を高めることができる。したが
つて特に受電電圧を低くする必要はない。
２ 短絡時の異常電流増加率は限流リアクトルの
大きさにより決定できベース電流に影響されな
い。したがつて運転時に必要なベース電流に対
し、短絡耐量を高めるためにベース電流を小さ
くする必要がなく、正常運転時にベース電流不
足でトランジスタ破壊を引き起こすことがな
い。
大きさにより決定できベース電流に影響されな
い。したがつて運転時に必要なベース電流に対
し、短絡耐量を高めるためにベース電流を小さ
くする必要がなく、正常運転時にベース電流不
足でトランジスタ破壊を引き起こすことがな
い。
３ 上記１、２のように、短絡時に、トランジス
タのコレクタ、エミツタ間電圧Vceと短絡電流
Icを小さく抑えることができるので、短絡時間
を今までよりことさら短くする必要はなく、し
たがつて電流検出手段矢制御手段の誤動作防止
上不利になることがない。
タのコレクタ、エミツタ間電圧Vceと短絡電流
Icを小さく抑えることができるので、短絡時間
を今までよりことさら短くする必要はなく、し
たがつて電流検出手段矢制御手段の誤動作防止
上不利になることがない。
第１図は従来のトランジスタインバータのブロ
ツク図、第２図は第１図の短絡時のタイムチヤー
ト、第３図は従来のゲート・ターンオフサイリス
タを用いたインバータのブロツク図、第４図は第
３図の短絡時のタイムチヤート、第５図は本発明
トランジスタ回路の実施例を示すブロツク図、第
６図は第５図に示した回路の短絡時のタイムチヤ
ートである。 ３は平滑コンデンサ、T1〜T6はトランジスタ、
d1〜d6はフライホイール素子、４は逆変換器、７
は制御手段、８は検出手段、１２は限流リアクト
ル、１３はフライホイール用整流素子である。
ツク図、第２図は第１図の短絡時のタイムチヤー
ト、第３図は従来のゲート・ターンオフサイリス
タを用いたインバータのブロツク図、第４図は第
３図の短絡時のタイムチヤート、第５図は本発明
トランジスタ回路の実施例を示すブロツク図、第
６図は第５図に示した回路の短絡時のタイムチヤ
ートである。 ３は平滑コンデンサ、T1〜T6はトランジスタ、
d1〜d6はフライホイール素子、４は逆変換器、７
は制御手段、８は検出手段、１２は限流リアクト
ル、１３はフライホイール用整流素子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源に接続され該直流電源の脈動成分を
平滑する平滑用コンデンサと、 トランジスタを同方向に少なくとも２個直列に
接続した直列体を複数組有し、該複数組の直列体
を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続した主
スイツチング回路と、 前記平滑用コンデンサから前記主スイツチング
回路への入力電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段からの検出信号を受け、該検出
信号が所定値以上であるとき、前記トランジスタ
へのベース電流を遮断する制御手段を備えたトラ
ンジスタ回路において、 前記主スイツチング回路に対して直列に限流リ
アクトルを接続し、且つ前記主スイツチング回路
と前記限流リアクトルの直列回路を前記平滑用コ
ンデンサに対して並列に接続したことを特徴とす
るトランジスタ回路。 ２ 前記スイツチング回路は逆変換器であること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のトラン
ジスタ回路。 ３ 前記スイツチング回路はチヨツパであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のトラン
ジスタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15120184A JPS6130916A (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | トランジスタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15120184A JPS6130916A (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | トランジスタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6130916A JPS6130916A (ja) | 1986-02-13 |
| JPH0588049B2 true JPH0588049B2 (ja) | 1993-12-20 |
Family
ID=15513448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15120184A Granted JPS6130916A (ja) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | トランジスタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6130916A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04105588A (ja) * | 1990-08-24 | 1992-04-07 | Shibaura Eng Works Co Ltd | 交流電圧制御装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5935571A (ja) * | 1982-08-18 | 1984-02-27 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 逆変換回路の過電流抑制装置 |
| JPS5986895U (ja) * | 1982-12-01 | 1984-06-12 | 富士電機株式会社 | インバ−タの過電圧保護装置 |
-
1984
- 1984-07-23 JP JP15120184A patent/JPS6130916A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6130916A (ja) | 1986-02-13 |
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