JPH06104640A - 振幅制御および混信キャンセルを有するリニア水晶発振器 - Google Patents
振幅制御および混信キャンセルを有するリニア水晶発振器Info
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- JPH06104640A JPH06104640A JP3228149A JP22814991A JPH06104640A JP H06104640 A JPH06104640 A JP H06104640A JP 3228149 A JP3228149 A JP 3228149A JP 22814991 A JP22814991 A JP 22814991A JP H06104640 A JPH06104640 A JP H06104640A
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- 239000010453 quartz Substances 0.000 title abstract 2
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 title abstract 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims abstract description 110
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 65
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 10
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/38—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator frequency-determining element being connected via bridge circuit to closed ring around which signal is transmitted
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 発振器回路における位相のずれの変化に対す
る敏感な反応を避ける。 【構成】 直列帰還水晶発振器が開示され、上記の水晶
発振器は、バッファ増幅器と直列の水晶素子を有する。
発振器は、振幅制御回路を使用することによって直線発
振信号を保持して、歪み、クリップまたは飽和が発生し
ないレベルに発振信号を保持する。発振信号の振幅を示
す制御信号は、発振信号を直線的に乗算して発振信号の
振幅を制御する。水晶に接続された入力端子と同じバッ
ファ増幅器の入力端子に補償コンデンサを接続すること
によって、水晶両端の分路コンデンサは補償される。水
晶の分路コンデンサを通過する信号と振幅が等しく位相
が逆の補償信号は、バッファ増幅器の入力端子に供給さ
れ、分路コンデンサの影響をキャンセルする。
る敏感な反応を避ける。 【構成】 直列帰還水晶発振器が開示され、上記の水晶
発振器は、バッファ増幅器と直列の水晶素子を有する。
発振器は、振幅制御回路を使用することによって直線発
振信号を保持して、歪み、クリップまたは飽和が発生し
ないレベルに発振信号を保持する。発振信号の振幅を示
す制御信号は、発振信号を直線的に乗算して発振信号の
振幅を制御する。水晶に接続された入力端子と同じバッ
ファ増幅器の入力端子に補償コンデンサを接続すること
によって、水晶両端の分路コンデンサは補償される。水
晶の分路コンデンサを通過する信号と振幅が等しく位相
が逆の補償信号は、バッファ増幅器の入力端子に供給さ
れ、分路コンデンサの影響をキャンセルする。
Description
【産業上の利用分野】本発明は、水晶発振器に関し、さ
らに詳しくは、歪みの少ない正弦波出力信号を発生する
水晶発振器に関する。
らに詳しくは、歪みの少ない正弦波出力信号を発生する
水晶発振器に関する。
【従来の技術】図１に、正帰還経路に非反転増幅器１２
および水晶１４を有する直列帰還水晶発振器回路１０を
示す。水晶は、直列共振周波数には低いインピーダン
ス、その他の周波数には高いインピーダンスを有し、し
たがって帰還信号は直列共振において最大である。もし
増幅器１２が充分な利得を有する場合には、回路１０
は、水晶共振周波数に近い周波数で発振する。水晶イン
ピーダンスの影響も含めて、発振にたいするループの利
得合計は、丁度１でなければならない。それ以上の利得
があると、発信信号の振幅は大きくなって、その結果、
増幅器は信号をクリップ（ｃｌｉｐ）し始めるすなわち
飽和し始めて、時間によって平均した電流の利得を、発
振器の動作が安定する点である１に降下させる。多くの
発振器回路は、増幅器が所定のレベルで発信信号をクリ
ップできるように設計されている。この設計法では、水
晶の入力端子において信号の振幅を適切に制御すること
はできないが、その理由は、飽和素子のクリップするレ
ベルすなわち飽和特性は、時間、温度、電源のレベルお
よびその他の環境要因によって変化することが多いから
である。水晶の入力端子は、振輻制御を行う適切な場所
ではないが、その理由は、発信信号の物理的振幅は、そ
の入力電圧ではなく、水晶の出力電流によって計測する
のが最善であるからである。水晶の共振周波数は、発信
信号の振幅の関数であり、したがって水晶の入力信号で
はなく、水晶の出力信号の振幅を制御することの方がよ
り重要である。
および水晶１４を有する直列帰還水晶発振器回路１０を
示す。水晶は、直列共振周波数には低いインピーダン
ス、その他の周波数には高いインピーダンスを有し、し
たがって帰還信号は直列共振において最大である。もし
増幅器１２が充分な利得を有する場合には、回路１０
は、水晶共振周波数に近い周波数で発振する。水晶イン
ピーダンスの影響も含めて、発振にたいするループの利
得合計は、丁度１でなければならない。それ以上の利得
があると、発信信号の振幅は大きくなって、その結果、
増幅器は信号をクリップ（ｃｌｉｐ）し始めるすなわち
飽和し始めて、時間によって平均した電流の利得を、発
振器の動作が安定する点である１に降下させる。多くの
発振器回路は、増幅器が所定のレベルで発信信号をクリ
ップできるように設計されている。この設計法では、水
晶の入力端子において信号の振幅を適切に制御すること
はできないが、その理由は、飽和素子のクリップするレ
ベルすなわち飽和特性は、時間、温度、電源のレベルお
よびその他の環境要因によって変化することが多いから
である。水晶の入力端子は、振輻制御を行う適切な場所
ではないが、その理由は、発信信号の物理的振幅は、そ
の入力電圧ではなく、水晶の出力電流によって計測する
のが最善であるからである。水晶の共振周波数は、発信
信号の振幅の関数であり、したがって水晶の入力信号で
はなく、水晶の出力信号の振幅を制御することの方がよ
り重要である。
【発明が解決しようとする課題】従来技術による発振器
回路の設計は、発信信号のクリップによって大きな調和
部品信号（ｈａｒｍｏｎｉｃ−ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｓ
ｉｇｎａｌｓ）を発生してきた。これらの調波は、他の
回路に対して干渉をひき起こす可能性がある。調和信号
は、水晶の分路コンデンサＣＯを通過し、この分路コン
デンサが発振器の増幅器に問題をひき起こし、ＣＯの影
響の除去を困難にする可能性がある。非線形動作の他の
影響は、発振器回路による位相のずれを正確に予測でき
ないことである。位相のずれは、飽和した部品が飽和か
ら回復するために要する時間によって決まる。その回復
時間は、環境の諸条件によって大きく変化する。位相の
ずれの予測の難しさは、位相のずれの変化が小さいのに
比べて、周波数に著しい変化を与えるＱの低い水晶を使
用する場合に特に重要である。波形発生器として使用さ
れる非水晶系制御の従来技術による正弦波発振器が、
「Ｌｉｎｅａｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」と題する
ＮａｔｉｏｎａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｍ
ｐａｎｙの１９７６年の刊行物第１巻ＡＮ７２−１９で
開示されている。周波数選択素子が、２つのＲＣ活性フ
ィルタ・ステージにより形成される。正弦波出力電圧の
平均値が検出される。出力レベルは、正弦波の平均値と
ＤＣ基準電圧とを比較し、差動平均回路を使用して正弦
波出力信号を発生することによって調節される。したが
って本発明の目的は、発振器回路における位相のずれの
変化に対する敏感な反応を避けるために、制御された直
線発信信号を有する水晶発振器を提供することである。
回路の設計は、発信信号のクリップによって大きな調和
部品信号（ｈａｒｍｏｎｉｃ−ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｓ
ｉｇｎａｌｓ）を発生してきた。これらの調波は、他の
回路に対して干渉をひき起こす可能性がある。調和信号
は、水晶の分路コンデンサＣＯを通過し、この分路コン
デンサが発振器の増幅器に問題をひき起こし、ＣＯの影
響の除去を困難にする可能性がある。非線形動作の他の
影響は、発振器回路による位相のずれを正確に予測でき
ないことである。位相のずれは、飽和した部品が飽和か
ら回復するために要する時間によって決まる。その回復
時間は、環境の諸条件によって大きく変化する。位相の
ずれの予測の難しさは、位相のずれの変化が小さいのに
比べて、周波数に著しい変化を与えるＱの低い水晶を使
用する場合に特に重要である。波形発生器として使用さ
れる非水晶系制御の従来技術による正弦波発振器が、
「Ｌｉｎｅａｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」と題する
ＮａｔｉｏｎａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｍ
ｐａｎｙの１９７６年の刊行物第１巻ＡＮ７２−１９で
開示されている。周波数選択素子が、２つのＲＣ活性フ
ィルタ・ステージにより形成される。正弦波出力電圧の
平均値が検出される。出力レベルは、正弦波の平均値と
ＤＣ基準電圧とを比較し、差動平均回路を使用して正弦
波出力信号を発生することによって調節される。したが
って本発明の目的は、発振器回路における位相のずれの
変化に対する敏感な反応を避けるために、制御された直
線発信信号を有する水晶発振器を提供することである。
【課題を解決するための手段】本発明のこの目的および
その他の目的にしたがって、増幅器の入力および出力端
子に直列に接続した水晶素子を有する直線直列帰還水晶
発振器が提供される。発信信号が実質的に直線となるレ
ベルで発信信号の振幅を制御する手段も提供される。本
発明の１つの側面によれば、水晶の出力端子における発
信信号の振幅を検出して制御信号を発生し、この制御信
号によって発信信号を乗算し、発信信号を水晶の出力端
子において測定した場合、これを実質的に一定の直線レ
ベルに保持することによってこれを達成することができ
る。直列帰還水晶発振器において、水晶素子の両端での
分路容量は、補償信号を発信回路の増幅器の入力端子に
供給することによって補償され、この補償信号は、水晶
素子に供給される信号を反転したものである。反転信号
は、補償コンデンサを介して供給されて補償信号を発生
し、この補正信号は、水晶の分路コンデンサを通過する
信号と、実質的に振幅が等しく、位相が逆である。補償
信号は、水晶の分路コンデンサを通過する信号の影響を
減らすように意図されている。本発明の他の側面によれ
ば、補償信号の振幅は、追跡信号を使用することによっ
て自動的に調節される。追跡信号は、差動増幅器に供給
され、差動増幅器は、非反転信号と反転信号の両方を発
生する。非反転信号は水晶を通過し、反転信号は補償回
路を通過して、発振器回路の増幅器の入力端子に到達す
る。反転および非反転追跡信号は結合されて、ある程度
までお互いをキャンセルし、その結果、残留追跡信号が
残こる。残留追跡信号の振幅を検出して、補償コンデン
サを通過する反転追跡信号の振幅制御に使用する。本発
明のさらに別の側面によれば、補償コンデンサは電圧加
変コンデンサを有する。本発明の他の側面によって、１
つの水晶発振器から第２の水晶発振器に干渉してくる混
信信号を減らし、この干渉信号が、第２水晶発振器の周
波数を引き延ばすのを防止する。干渉信号と位相が逆の
混信キャンセル信号を発生する。位相が逆のキャンセル
信号を第２発振器回路に供給して干渉信号をキャンセル
する。
その他の目的にしたがって、増幅器の入力および出力端
子に直列に接続した水晶素子を有する直線直列帰還水晶
発振器が提供される。発信信号が実質的に直線となるレ
ベルで発信信号の振幅を制御する手段も提供される。本
発明の１つの側面によれば、水晶の出力端子における発
信信号の振幅を検出して制御信号を発生し、この制御信
号によって発信信号を乗算し、発信信号を水晶の出力端
子において測定した場合、これを実質的に一定の直線レ
ベルに保持することによってこれを達成することができ
る。直列帰還水晶発振器において、水晶素子の両端での
分路容量は、補償信号を発信回路の増幅器の入力端子に
供給することによって補償され、この補償信号は、水晶
素子に供給される信号を反転したものである。反転信号
は、補償コンデンサを介して供給されて補償信号を発生
し、この補正信号は、水晶の分路コンデンサを通過する
信号と、実質的に振幅が等しく、位相が逆である。補償
信号は、水晶の分路コンデンサを通過する信号の影響を
減らすように意図されている。本発明の他の側面によれ
ば、補償信号の振幅は、追跡信号を使用することによっ
て自動的に調節される。追跡信号は、差動増幅器に供給
され、差動増幅器は、非反転信号と反転信号の両方を発
生する。非反転信号は水晶を通過し、反転信号は補償回
路を通過して、発振器回路の増幅器の入力端子に到達す
る。反転および非反転追跡信号は結合されて、ある程度
までお互いをキャンセルし、その結果、残留追跡信号が
残こる。残留追跡信号の振幅を検出して、補償コンデン
サを通過する反転追跡信号の振幅制御に使用する。本発
明のさらに別の側面によれば、補償コンデンサは電圧加
変コンデンサを有する。本発明の他の側面によって、１
つの水晶発振器から第２の水晶発振器に干渉してくる混
信信号を減らし、この干渉信号が、第２水晶発振器の周
波数を引き延ばすのを防止する。干渉信号と位相が逆の
混信キャンセル信号を発生する。位相が逆のキャンセル
信号を第２発振器回路に供給して干渉信号をキャンセル
する。
【実施例】本発明の好適な実施例を詳細に参照して、そ
れらの幾つかの例を添付図面に示す。本発明を好適な実
施例に関連して説明するが、それらは本発明をこれらの
実施例に限定することを意図するものではないことを理
解する必要がある。逆に、本発明は代替案、変形および
等価なものを包含することを意図し、これらは上記の特
許請求の範囲に規定された本発明の精神および範囲に含
まれる。 直線水晶発振器 図２は発振器回路２０を示し、この発振器回路２０は非
反転バッファ増幅器２２を有し、この非反転バッファ増
幅器２２の入力端子２６は直列帰還水晶素子２４の端子
と直列に接続される。増幅器２２の出力端子２８は、信
号線３０を介して直線、広帯域、アナログ乗算回路３２
に接続され、この乗算回路３２は、発振器信号の直線、
利得制御増幅器として機能する。乗算回路３２からの出
力信号は、信号線３４を介して水晶素子２４のもう一方
の端子に接続される。増幅器２２、信号線３０、直線乗
算器３２、信号線３４および水晶２４によって構成され
るループ経路は、直列帰還発振器回路を形成する，発信
信号はループを通る。エンベロープ検出器３６は、増幅
器２２の出力端子２８において発信信号の振幅を検出す
る。検出された信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
３８を通過し、このＡＧＣ増幅器３８は、検出された信
号に信号利得と低域▲ろ▼波を行って、直線乗算器３２
の第２入力端子に接続された信号線４０に制御信号を発
生し、発信信号の振幅を一定レベルに保持する。図２の
発振器の設計は、全ての構成部品を、それらの直線動作
の範囲内に納めている。これは発振器の帰還に広帯域ア
ナログ乗算器３２を使用して、ループ利得を制御するこ
とによって行われる。乗算器３２は、活性部品にクリッ
プを行わせないすなわちこれを飽和させないで、ループ
利得の調節を電気的に可能にする。乗算器の制御信号
は、バッファ増幅器の出力信号の振幅から得られ、その
結果、ループ利得が高すぎる時には、発信信号の振幅が
上昇し始めて、乗算器３２に対する制御信号を下降さ
せ、制御信号はループ利得を減少して、信号のクリップ
すなわち活性部品の飽和を回避する。この方法の利点は
非常に多い。種々の条件下での回路の性能を予想するた
めには、直線分析技術を使用することができる。ＡＧＣ
ループ利得を設定することによって、水晶出力電流は、
振幅制御装置によって要求どおりに正確な振幅制御を受
ける。好ましくない調波は発生せず、位相のずれは予測
可能で、しかも安定している。直線分析を使用できる場
合、非直線回路を使用する古い設計には採用できない性
能分析技術を使用することもできる。ボーデ線図、根軌
跡および制御システム理論は、この新しい発振器の設計
の動作を容易かつ正確にモデル化することができるが、
その理由は、水晶の出力信号の振幅を正確に制御するこ
とによって、水晶の発振電流の振幅が一定になることが
保証されるからである。これは大きな特徴であるが、そ
の理由は、発信信号の物理的振幅の変化によって、水晶
のパラメータを変更することができるからである。分析
と予測が困難であった従来技術による非直線水晶発振器
の設計とは異なり、この方法によって、特定の用途の要
求を満足するように、性能上のパラメータを分析し調節
することが可能になる。回路の構成部品は全て直線的に
動作するので、発信信号はループのいずれの節点におい
ても正弦波であり、好ましくない調波は全く発生しな
い。これによって、自己発生エラーは減少し、水晶分路
コンデンサＣＯのキャンセルは単純化され、近くにある
他の電子回路への混信は減少する。位相が安定すると、
特にＱの低い水晶を使用する場合、正確で安定した発振
を得ることができる。Ｑの低い水晶とは、減衰すると比
較的ロスの大きい水晶のことである。代表的なＱの低い
水晶はＱが５０，０００未満であり、一方、Ｑの高い水
晶では、Ｑが１，０００，０００を超える場合がある。
Ｑの低い水晶発振器回路の１つの特定の用途は、振動角
速度検出知システムであり、ここでは船舶の運動の角速
度に関する情報が、航法慣性誘導システムに入力され
る。発振器回路はＱの低い圧電水晶素子を使用する共振
センサを内蔵し、この発振回路は加速がついた場合に周
波数を変更する。このような航法誘導システムは高い精
度を要求され、非直線である場合の影響によって、この
システムの精度に深刻な制限が加えられることを認識す
る必要がある。 分路コンデンサのキャンセル 図３は圧電水晶の等価回路を示す。この等価回路の一方
の系列（ｌｅｇ）は、直列インダクタンスＬＳ、直列抵
抗ＲＳおよび直列コンデンサＣＳを有する。分路コンデ
ンサＣＯは、上記の系列と並列である。水晶の分路コン
デンサＣＯは、位相エラーを発生する。水晶インピーダ
ンスは、その共振周波数におけるＣＯを無視すれば、直
列抵抗ＲＳに等しい。共振した場合のＣＯの容量性リア
クタンスは、ＲＳと結合して複合容量インピーダンスを
発生する。もし共振した場合のＣＯのリアクタンスが、
ＲＳよりもそれほど大きくなければ、複合インピーダン
スは著しい位相のずれをひき起し、その位相のずれはま
た発振器回路の周波数の変化をひき起す。図４は、水晶
の直列系列に対するアドミタンス特性の振幅を示し、こ
の系列は、ＬＳ、ＣＳおよびＲＳを含むが、分路コンデ
ンザＣＯは含まない。アドミタンスは、所定の周波数に
対して水晶を通る電流に比例する。自然共振角周波数に
おいて、アドミタンスと水晶電流とは最大値にあり、こ
の値は水晶のＱに比例する。図５はアドミタンス特性の
位相を示す。共振周波数以下では、水晶の直列容量が優
勢であり、アドミタンスは、ほぼ＋９０°の位相角度を
有する。共振周波数以上では、直列インダクタンスが優
勢であり、アドミタンスはほぼ−９０°の位相角度を有
する。直列共振周波数において容量性および誘導性アド
ミタンスは相殺し合って、アドミタンスの位相角度は０
°になる。図１に示すような直列帰還発振器回路におい
て、回路周りの正味位相のずれは０°でなければならな
い。水晶の分路コンデンサＣＯは位相のずれのエラーを
ひき起し、水晶の自然共振周波数から水晶の直列系列が
分路コンデンサによって生じた位相のずれと反対の位相
角を生ずる周波数に発振周波数をシフトさせることによ
って、回路はこの位相のずれのエラーを補償する。位相
応答の形状は、水晶のＱの関数である。図５の位相応答
曲線のおよそのｐｐｍ当りの勾配は、次のとおりであ
る。 ９０°Ｑ／１０６（°／ｐｐｍ） 実線の曲線で示すように、Ｑが５０００の場合、勾配は
０．４５°／ｐｐｍである。点線の曲線で示すように、
Ｑが２５００の場合、勾配は０．２２５°／ｐｐｍであ
る。Ｑの低い振動ビーム水晶発振器は、加速／電気的周
波数変換器（ａｃｃｅｌｅｒａｔｉｏｎ−ｔｏ−ｅｌｅ
ｃｔｒｉｃａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｅｙ ｔｒａｎｓｄｕ
ｃｅｒ）として使用される。この発振器は、周波数に１
０％の変化を発生する。水晶の共振周波数がこの周波数
の範囲で変化する場合、水晶とその取り付け機構は、水
晶とその取り付け機構の特性による種々の機械的な共振
を受ける。これらの共振は、振動する水晶からエネルギ
を吸収して、その結果、これらの共振の際に水晶のＱを
変化させる。もし水晶がＱ＝５０００の曲線上の「ａ」
点のようなゼロ度の位相のずれを有し発振周波数Ｗａで
動作していなければ、ＱがＱ＝２５００の曲線に移行す
る場合、水晶の動作点を発振周波数Ｗｂを有する「ｂ」
点に移行させる。周波数の変化を検出し、加速度、温
度、圧力等の変数を測定するために水晶を使用する水晶
発振器回路を使用してもよい。さらに、他の種類の検出
器は、振幅の変動をいかに正確に測定するかに左右され
る。このような振幅変動の測定に、制御信号を使用する
ことができる。加速度計、温度検出器、圧力変換器のよ
うなある種の精密なシステムによって、変数は周波数の
変化として符号化され、これには周波数を０．１〜１ｐ
ｐｍの範囲で安定化させることが必要である。Ｑが５０
００の場合、０．００５°の位相のずれによって、０．
１ｐｐｍの周波数の変化を生ずる。したがって、種々の
共振周波数における水晶のＱの変化から生ずる位相のず
れの変化をすべて回避することが必要である。このこと
は、下記に説明するように、水晶を０°の位相のずれの
周波数で強制的に動作させることによって達成される。
図２の発振器のＣＯキャンセル回路を図６に示す。この
回路は、差動増幅器４０からの反転駆動信号を使用して
いる。差動増幅器は、非反転出力信号および反転出力信
号をそれぞれの出力端子で発生し、それぞれの信号が、
ソース・インピーダンス、周波数応答、位相遅延等の同
じ特徴を有する増幅器と定義される。差動増幅器は、反
転および非反転出力信号を有するビデオ増幅器として一
般的に入手可能である。差動増幅器は、反転出力信号と
非反転出力信号の振幅がまったく同一であり、位相が逆
になるように構成される。反転駆動信号は、出力端子４
２に加えられ、キャンセル・コンデンサＣＣを通過し、
ＣＯ電流と振幅が同じで、符号が逆の電流を、バッファ
増幅器２２の入力端子２６に供給する。これによってＣ
Ｏ電流の影響は、効果的にキャンセルされる。端子２６
における反転信号の位相は、２つの電流がちょうど相殺
されるように正確でなければならない。ＣＣの値は、補
償を行うように調節することができるので、反転出力端
子４２からの反転信号の振幅は特に問題ではない。差動
出力駆動増幅器４０は、よりよい位相のマッチングを得
るために使用される。補償コンデンサＣＣの使用効果
は、ＣＯをキャンセルし、水晶をそのゼロ度の位相角度
で動作させて、Ｑの変動の影響を回避することである。
図７は、基準アース電圧および端子４２に接続した可変
抵抗分圧器４４を示す。電圧分周器のタップ４６は、結
合コンデンサ４８の一端に接続され、結合コンデンサ４
８の他端は、バッファ増幅器２２の入力端子２６に接続
される。図８は、図６に模式的に示した直列帰還水晶発
振器の特定の実施例の部分詳細図である。 分路コンデンサの自動キャンセル 図９は、水晶２４のＣＯ成分を自動的に補償するシステ
ムを示す。図６の分路コンデンサ・キャンセル回路によ
って、発振器の安定度を改善することができるが、キャ
ンセル・コンデンサを手動で調節しなければならない。
回路は図９に示すように変更されて、キャンセル・コン
デンサを介して信号を電気的にトリミングする手段を設
ける。図９に示す回路は、追跡信号が必要であり、この
追跡信号を加算器５０に供拾し、この加算器５０は、差
動駆動増幅器４０の直前の信号経路に配置される。追跡
信号の周波数は発振器の周波数より高くてもまたは低く
てもよいが、水晶のいずれの上音共振周波数に近づいて
はならない。追跡信号は水晶のＣＯを通過し、調節が正
確であれば、ＣＣを介する信号によってキャンセルされ
る。完全なキャンセルから外れた場合には、バッファ増
幅器２２の出力端子にいくらかの残留追跡信号を生ず
る。追跡信号を使用して、復調器回路５２でこの信号を
同期して復調する。次に、その結果得られた信号は、積
算器回路５４によって低域▲ろ▼波されて制御信号を発
生し、この制御信号は直線乗算器回路５６を使用して、
ＣＣを介する信号のレベルの再調整に使用される。図１
０は、ＣＯ補償信号をバッファ増幅器２２の入力モード
２６に変更する別の方法を示す。低域フィルタ５４から
の制御信号は、直列阻止コンデンサ６０の分岐点に供給
され、この阻止コンデンサ６０は、差動増幅器４０の反
転出力端子４２およびバラクタ６２に接続される。バラ
クタ６２の容量値は、追跡信号を無効にするように自動
的に調節される。 ２台の発振器の混信のキャンセル いくつかの用途では、非常に接近した周波数で動作する
２台の水晶発振器を使用する必要がある。片方の発振器
の信号が寄生コンデンサを経由して、他方に入り込んだ
場合に混信を生ずることがある。これによって片方の発
振器が他方の周波数を「引き延ばす」（ｐｕｌｌ）、す
なわち、第２の発振器を共振以外の周波数で動作させる
ことがある。もしこれらの周波数が充分に接近し、また
寄生混信が充分に高ければ、発振器は「ロックし」（ｌ
ｏｃｋ）、両者は２つの共振周波数の間のどこかの同じ
周波数で動作する。図１１は、片方の発振器から他方の
発振器へ信号を供給する混信キャンセル回路を示す。供
給された信号は、寄生混信信号の反転したものである。
この信号が寄生信号を大幅にキャンセルし、第１発振器
が「引き延ばしたり」、間違って「ロックする」傾向を
大きく減らす。一方の発振器の構成部品は図６に示した
部品と同じであり、第２発振器の構成部品は同じ部品で
あることを示すために、参照番号の末尾にＡを付ける。
第２発振器からの信号を供給する寄生コンデンサＣＳは
コンデンサ６４として表示され、差動駆動増幅器４０Ａ
の非反転端子と端子２６との間に接続され、この端子２
６は、バッファ増幅器２２を形成するオペアンプの実質
的なアースである。この寄生信号の影響は、差動増幅器
４０Ａの反転および非反転出力端子の間に接続された抵
抗６７上のタップ点６６から信号を供給することによっ
てキャンセルされる。第２発振器回路から第１発振器回
路のバッファ増幅器２２の入力端子に、コンデンサ６８
を介して位相が逆の信号をフィードバックするようにタ
ップ点６６を調節する。同様に、コンデンサ７０として
表示されたありうべきコンデンサＣＳを介して第１発振
器回路から第２発振器回路に供給された干渉信号をキャ
ンセルする。第１発振器からの位相が逆の信号は、コン
デンサ７３を介して可変抵抗７２のタップ７１から供給
され、この可変抵抗７２は、差動増幅器４０の反転およ
び非反転端子の間に接続される。 混信の自動キャンセル 図１２は、一方の発振器に他方の発振器から補正信号を
自動的に供給する自動混信キャンセル回路を示す。供給
された補正信号は、寄生混信信号の反転したものであ
る。発振器１および発振器２の主要な構成部品は、図１
１に示した部品と同一である。コンデンサ６４として表
示した寄生コンデンサＣＳは、第１発振器１のバッファ
増幅器２２を形成するオペアンプの実質的なアース端子
２６に、第２発振器２からの信号を供給する，発振器２
から発振器１への寄生信号の影響をキャンセルするため
に、端子１１０に供給された追跡２信号を使用して、自
動キャンセル用の別の回路が設けられる。図に示すよう
に、加算器回路１１２を使用して、追跡信号を直列帰還
信号線３４Ａに供給する。追跡信号は発振器２回路から
発振器１回路に寄生的に供給され、その結果、発振器１
回路で発見される追跡２信号の量は、寄生的に接続され
ている発振器信号それ自体の量を表わす。発振器１回路
に存在する追跡２信号の量を検出するために乗算検出器
１１４が設けられ、この乗算検出器１１４の一方の入力
端子は追跡２信号の入力端子１１０からの信号線１１６
に接続される。図に示すように、乗算検出器１１４の他
方の入力端子は、発振器１の信号線３０からの信号線１
１７に接続される。乗算検出器１１４の出力信号は、増
幅器回路１１８および低域フィルタ１２０を介して供給
され、信号線１２２に制御信号を発生する。干渉信号と
逆の位相を有する発振器２からの補正信号は信号線１２
４を介して発振器２の端子４２Ａから直線乗算器１２６
の入力端子に供給され、この直線乗算器１２６は信号線
１２２の制御信号を受けるもう１つの入力端子を有す
る。乗算器１２６の補正出力信号は、結合コンデンサ６
８を通過して発振器１の実質的なアース端子２６に入
る。もし発振器１で検出された追跡２信号の量が変化す
れば、信号線１２２の制御信号も変化し、乗算器１２６
を介して適切な量のキャンセル信号を発生する。したが
って、この回路は、発振器１の回路に寄生的に接続され
た発振器２からの干渉を自動的にキャンセルする機能を
果たす。同じ方法で、発振器１からの干渉信号は発振器
２でキャンセルされる。追跡１信号は入力端子１３０に
供給される。図に示すように、端子１３０は加算器１３
２の一方の入力端子に接続され、この加算器１３２は発
振器１のフィードバック信号線３４と直列に挿入され
る。端子１３０からの追跡１信号もまた信号線１３６を
介して、乗算検出器１３４の一方の入力端子に供給され
る。図に示すように、検出器１３４の他方の入力端子
は、発振器２から信号線１３７で信号を受ける。乗算器
１３４の出力信１号は、増幅器１３８によって増幅さ
れ、また低域フィルタ１４０で▲ろ▼波されて、乗算器
回路１４６の信号線１４２に制御信号を発生する。乗算
器回路１４６は、信号線１４４で発振器１からの位相が
逆のキャンセル信号を受ける。図に示すように、乗算器
１４６の出力信号は、コンデンサ７３を介して発振器２
の実質的なアース入力端子２６Ａに供給される。本回路
によって、発振器１から発振器２に寄生的に接続される
信号が自動的にキャンセルされる。図１３は、干渉源か
ら干渉されている発振器に供給されるキャンセル信号の
量を自動的に制御するために使用する利得制御素子とし
て、バラクタ１６８および１７３を使用する自動混信キ
ャンセル回路を示す。この回路は、キャンセル信号用の
利得制御素子としてバラクタを使用する点を除いて、図
１２の回路と同様である。発振器２から発振器１への補
正信号の量を制御する信号線１２２の制御信号は、端子
１６０に供給される。結合コンデンサ１６２は、発振器
２の駆動増幅器４０Ａの反転出力端子４２Ａから端子１
６０に補正信号を供給する。図に示すように、バラクタ
１６８は、端子１６０と発振器１のバッファ増幅器２２
の実質的なアース入力端子２６との間に接続される。信
号線１２２の制御信号のレベルの変化によって、バラク
タ１６８の容量が変化し、これによって発振器２から発
振器１に供給される補正信号のレベルが変化する。同じ
ようにして、結合コンデンサ１７０によって、発振器１
から端子１７２に対して自動的に調節した補正信号が供
給される。端子１７２は、信号線１４２に供給する制御
信号を有する。バラクタ１７３は、端子１７２とバファ
増幅器２２Ａの実質的なアース入力端子２６Ａとの間に
接続され、干渉信号を自動的にキャンセルする。図１４
は、水晶２４および２４Ａの分路コンデンサのキャンセ
ルを自動的に制御し、発振器１と発振器２との間の混信
キャンセルを自動的に制御する回路を示す。この回路は
図１３と図９の機能を組合わせたものであり、図９の機
能は参照番号の末尾にＡを付した部品によって図１４に
再現されている。その結果、１つの追跡信号をどちらか
の発振器と組み合わせて使用し、分路コンデンサのキャ
ンセルと、一方の発振器の他方の発振器への寄生的接続
の追跡との両方を行なう。本発明の特定の実施例を上記
のように説明してきたが、これは例示および説明を目的
とするものである，これらは、完全なものであることを
意図するものではなく、また本発明を開示した形態に厳
密に限定することを意図するものでもなく、明らかに多
くの変形や変更が、上記の教示に照らして可能である。
本発明の原理とその実際の用途を最もよく説明でき、こ
れによって、他の当業者が本発明および種々の実施例
を、考えられる特定の用途に適した種々の変形と共に、
充分に活用することができるように、実施例を選択して
説明した。本発明の範囲は、添付の特許請求およびその
等価物によって規定されることを意図するものである。
れらの幾つかの例を添付図面に示す。本発明を好適な実
施例に関連して説明するが、それらは本発明をこれらの
実施例に限定することを意図するものではないことを理
解する必要がある。逆に、本発明は代替案、変形および
等価なものを包含することを意図し、これらは上記の特
許請求の範囲に規定された本発明の精神および範囲に含
まれる。 直線水晶発振器 図２は発振器回路２０を示し、この発振器回路２０は非
反転バッファ増幅器２２を有し、この非反転バッファ増
幅器２２の入力端子２６は直列帰還水晶素子２４の端子
と直列に接続される。増幅器２２の出力端子２８は、信
号線３０を介して直線、広帯域、アナログ乗算回路３２
に接続され、この乗算回路３２は、発振器信号の直線、
利得制御増幅器として機能する。乗算回路３２からの出
力信号は、信号線３４を介して水晶素子２４のもう一方
の端子に接続される。増幅器２２、信号線３０、直線乗
算器３２、信号線３４および水晶２４によって構成され
るループ経路は、直列帰還発振器回路を形成する，発信
信号はループを通る。エンベロープ検出器３６は、増幅
器２２の出力端子２８において発信信号の振幅を検出す
る。検出された信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
３８を通過し、このＡＧＣ増幅器３８は、検出された信
号に信号利得と低域▲ろ▼波を行って、直線乗算器３２
の第２入力端子に接続された信号線４０に制御信号を発
生し、発信信号の振幅を一定レベルに保持する。図２の
発振器の設計は、全ての構成部品を、それらの直線動作
の範囲内に納めている。これは発振器の帰還に広帯域ア
ナログ乗算器３２を使用して、ループ利得を制御するこ
とによって行われる。乗算器３２は、活性部品にクリッ
プを行わせないすなわちこれを飽和させないで、ループ
利得の調節を電気的に可能にする。乗算器の制御信号
は、バッファ増幅器の出力信号の振幅から得られ、その
結果、ループ利得が高すぎる時には、発信信号の振幅が
上昇し始めて、乗算器３２に対する制御信号を下降さ
せ、制御信号はループ利得を減少して、信号のクリップ
すなわち活性部品の飽和を回避する。この方法の利点は
非常に多い。種々の条件下での回路の性能を予想するた
めには、直線分析技術を使用することができる。ＡＧＣ
ループ利得を設定することによって、水晶出力電流は、
振幅制御装置によって要求どおりに正確な振幅制御を受
ける。好ましくない調波は発生せず、位相のずれは予測
可能で、しかも安定している。直線分析を使用できる場
合、非直線回路を使用する古い設計には採用できない性
能分析技術を使用することもできる。ボーデ線図、根軌
跡および制御システム理論は、この新しい発振器の設計
の動作を容易かつ正確にモデル化することができるが、
その理由は、水晶の出力信号の振幅を正確に制御するこ
とによって、水晶の発振電流の振幅が一定になることが
保証されるからである。これは大きな特徴であるが、そ
の理由は、発信信号の物理的振幅の変化によって、水晶
のパラメータを変更することができるからである。分析
と予測が困難であった従来技術による非直線水晶発振器
の設計とは異なり、この方法によって、特定の用途の要
求を満足するように、性能上のパラメータを分析し調節
することが可能になる。回路の構成部品は全て直線的に
動作するので、発信信号はループのいずれの節点におい
ても正弦波であり、好ましくない調波は全く発生しな
い。これによって、自己発生エラーは減少し、水晶分路
コンデンサＣＯのキャンセルは単純化され、近くにある
他の電子回路への混信は減少する。位相が安定すると、
特にＱの低い水晶を使用する場合、正確で安定した発振
を得ることができる。Ｑの低い水晶とは、減衰すると比
較的ロスの大きい水晶のことである。代表的なＱの低い
水晶はＱが５０，０００未満であり、一方、Ｑの高い水
晶では、Ｑが１，０００，０００を超える場合がある。
Ｑの低い水晶発振器回路の１つの特定の用途は、振動角
速度検出知システムであり、ここでは船舶の運動の角速
度に関する情報が、航法慣性誘導システムに入力され
る。発振器回路はＱの低い圧電水晶素子を使用する共振
センサを内蔵し、この発振回路は加速がついた場合に周
波数を変更する。このような航法誘導システムは高い精
度を要求され、非直線である場合の影響によって、この
システムの精度に深刻な制限が加えられることを認識す
る必要がある。 分路コンデンサのキャンセル 図３は圧電水晶の等価回路を示す。この等価回路の一方
の系列（ｌｅｇ）は、直列インダクタンスＬＳ、直列抵
抗ＲＳおよび直列コンデンサＣＳを有する。分路コンデ
ンサＣＯは、上記の系列と並列である。水晶の分路コン
デンサＣＯは、位相エラーを発生する。水晶インピーダ
ンスは、その共振周波数におけるＣＯを無視すれば、直
列抵抗ＲＳに等しい。共振した場合のＣＯの容量性リア
クタンスは、ＲＳと結合して複合容量インピーダンスを
発生する。もし共振した場合のＣＯのリアクタンスが、
ＲＳよりもそれほど大きくなければ、複合インピーダン
スは著しい位相のずれをひき起し、その位相のずれはま
た発振器回路の周波数の変化をひき起す。図４は、水晶
の直列系列に対するアドミタンス特性の振幅を示し、こ
の系列は、ＬＳ、ＣＳおよびＲＳを含むが、分路コンデ
ンザＣＯは含まない。アドミタンスは、所定の周波数に
対して水晶を通る電流に比例する。自然共振角周波数に
おいて、アドミタンスと水晶電流とは最大値にあり、こ
の値は水晶のＱに比例する。図５はアドミタンス特性の
位相を示す。共振周波数以下では、水晶の直列容量が優
勢であり、アドミタンスは、ほぼ＋９０°の位相角度を
有する。共振周波数以上では、直列インダクタンスが優
勢であり、アドミタンスはほぼ−９０°の位相角度を有
する。直列共振周波数において容量性および誘導性アド
ミタンスは相殺し合って、アドミタンスの位相角度は０
°になる。図１に示すような直列帰還発振器回路におい
て、回路周りの正味位相のずれは０°でなければならな
い。水晶の分路コンデンサＣＯは位相のずれのエラーを
ひき起し、水晶の自然共振周波数から水晶の直列系列が
分路コンデンサによって生じた位相のずれと反対の位相
角を生ずる周波数に発振周波数をシフトさせることによ
って、回路はこの位相のずれのエラーを補償する。位相
応答の形状は、水晶のＱの関数である。図５の位相応答
曲線のおよそのｐｐｍ当りの勾配は、次のとおりであ
る。 ９０°Ｑ／１０６（°／ｐｐｍ） 実線の曲線で示すように、Ｑが５０００の場合、勾配は
０．４５°／ｐｐｍである。点線の曲線で示すように、
Ｑが２５００の場合、勾配は０．２２５°／ｐｐｍであ
る。Ｑの低い振動ビーム水晶発振器は、加速／電気的周
波数変換器（ａｃｃｅｌｅｒａｔｉｏｎ−ｔｏ−ｅｌｅ
ｃｔｒｉｃａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｅｙ ｔｒａｎｓｄｕ
ｃｅｒ）として使用される。この発振器は、周波数に１
０％の変化を発生する。水晶の共振周波数がこの周波数
の範囲で変化する場合、水晶とその取り付け機構は、水
晶とその取り付け機構の特性による種々の機械的な共振
を受ける。これらの共振は、振動する水晶からエネルギ
を吸収して、その結果、これらの共振の際に水晶のＱを
変化させる。もし水晶がＱ＝５０００の曲線上の「ａ」
点のようなゼロ度の位相のずれを有し発振周波数Ｗａで
動作していなければ、ＱがＱ＝２５００の曲線に移行す
る場合、水晶の動作点を発振周波数Ｗｂを有する「ｂ」
点に移行させる。周波数の変化を検出し、加速度、温
度、圧力等の変数を測定するために水晶を使用する水晶
発振器回路を使用してもよい。さらに、他の種類の検出
器は、振幅の変動をいかに正確に測定するかに左右され
る。このような振幅変動の測定に、制御信号を使用する
ことができる。加速度計、温度検出器、圧力変換器のよ
うなある種の精密なシステムによって、変数は周波数の
変化として符号化され、これには周波数を０．１〜１ｐ
ｐｍの範囲で安定化させることが必要である。Ｑが５０
００の場合、０．００５°の位相のずれによって、０．
１ｐｐｍの周波数の変化を生ずる。したがって、種々の
共振周波数における水晶のＱの変化から生ずる位相のず
れの変化をすべて回避することが必要である。このこと
は、下記に説明するように、水晶を０°の位相のずれの
周波数で強制的に動作させることによって達成される。
図２の発振器のＣＯキャンセル回路を図６に示す。この
回路は、差動増幅器４０からの反転駆動信号を使用して
いる。差動増幅器は、非反転出力信号および反転出力信
号をそれぞれの出力端子で発生し、それぞれの信号が、
ソース・インピーダンス、周波数応答、位相遅延等の同
じ特徴を有する増幅器と定義される。差動増幅器は、反
転および非反転出力信号を有するビデオ増幅器として一
般的に入手可能である。差動増幅器は、反転出力信号と
非反転出力信号の振幅がまったく同一であり、位相が逆
になるように構成される。反転駆動信号は、出力端子４
２に加えられ、キャンセル・コンデンサＣＣを通過し、
ＣＯ電流と振幅が同じで、符号が逆の電流を、バッファ
増幅器２２の入力端子２６に供給する。これによってＣ
Ｏ電流の影響は、効果的にキャンセルされる。端子２６
における反転信号の位相は、２つの電流がちょうど相殺
されるように正確でなければならない。ＣＣの値は、補
償を行うように調節することができるので、反転出力端
子４２からの反転信号の振幅は特に問題ではない。差動
出力駆動増幅器４０は、よりよい位相のマッチングを得
るために使用される。補償コンデンサＣＣの使用効果
は、ＣＯをキャンセルし、水晶をそのゼロ度の位相角度
で動作させて、Ｑの変動の影響を回避することである。
図７は、基準アース電圧および端子４２に接続した可変
抵抗分圧器４４を示す。電圧分周器のタップ４６は、結
合コンデンサ４８の一端に接続され、結合コンデンサ４
８の他端は、バッファ増幅器２２の入力端子２６に接続
される。図８は、図６に模式的に示した直列帰還水晶発
振器の特定の実施例の部分詳細図である。 分路コンデンサの自動キャンセル 図９は、水晶２４のＣＯ成分を自動的に補償するシステ
ムを示す。図６の分路コンデンサ・キャンセル回路によ
って、発振器の安定度を改善することができるが、キャ
ンセル・コンデンサを手動で調節しなければならない。
回路は図９に示すように変更されて、キャンセル・コン
デンサを介して信号を電気的にトリミングする手段を設
ける。図９に示す回路は、追跡信号が必要であり、この
追跡信号を加算器５０に供拾し、この加算器５０は、差
動駆動増幅器４０の直前の信号経路に配置される。追跡
信号の周波数は発振器の周波数より高くてもまたは低く
てもよいが、水晶のいずれの上音共振周波数に近づいて
はならない。追跡信号は水晶のＣＯを通過し、調節が正
確であれば、ＣＣを介する信号によってキャンセルされ
る。完全なキャンセルから外れた場合には、バッファ増
幅器２２の出力端子にいくらかの残留追跡信号を生ず
る。追跡信号を使用して、復調器回路５２でこの信号を
同期して復調する。次に、その結果得られた信号は、積
算器回路５４によって低域▲ろ▼波されて制御信号を発
生し、この制御信号は直線乗算器回路５６を使用して、
ＣＣを介する信号のレベルの再調整に使用される。図１
０は、ＣＯ補償信号をバッファ増幅器２２の入力モード
２６に変更する別の方法を示す。低域フィルタ５４から
の制御信号は、直列阻止コンデンサ６０の分岐点に供給
され、この阻止コンデンサ６０は、差動増幅器４０の反
転出力端子４２およびバラクタ６２に接続される。バラ
クタ６２の容量値は、追跡信号を無効にするように自動
的に調節される。 ２台の発振器の混信のキャンセル いくつかの用途では、非常に接近した周波数で動作する
２台の水晶発振器を使用する必要がある。片方の発振器
の信号が寄生コンデンサを経由して、他方に入り込んだ
場合に混信を生ずることがある。これによって片方の発
振器が他方の周波数を「引き延ばす」（ｐｕｌｌ）、す
なわち、第２の発振器を共振以外の周波数で動作させる
ことがある。もしこれらの周波数が充分に接近し、また
寄生混信が充分に高ければ、発振器は「ロックし」（ｌ
ｏｃｋ）、両者は２つの共振周波数の間のどこかの同じ
周波数で動作する。図１１は、片方の発振器から他方の
発振器へ信号を供給する混信キャンセル回路を示す。供
給された信号は、寄生混信信号の反転したものである。
この信号が寄生信号を大幅にキャンセルし、第１発振器
が「引き延ばしたり」、間違って「ロックする」傾向を
大きく減らす。一方の発振器の構成部品は図６に示した
部品と同じであり、第２発振器の構成部品は同じ部品で
あることを示すために、参照番号の末尾にＡを付ける。
第２発振器からの信号を供給する寄生コンデンサＣＳは
コンデンサ６４として表示され、差動駆動増幅器４０Ａ
の非反転端子と端子２６との間に接続され、この端子２
６は、バッファ増幅器２２を形成するオペアンプの実質
的なアースである。この寄生信号の影響は、差動増幅器
４０Ａの反転および非反転出力端子の間に接続された抵
抗６７上のタップ点６６から信号を供給することによっ
てキャンセルされる。第２発振器回路から第１発振器回
路のバッファ増幅器２２の入力端子に、コンデンサ６８
を介して位相が逆の信号をフィードバックするようにタ
ップ点６６を調節する。同様に、コンデンサ７０として
表示されたありうべきコンデンサＣＳを介して第１発振
器回路から第２発振器回路に供給された干渉信号をキャ
ンセルする。第１発振器からの位相が逆の信号は、コン
デンサ７３を介して可変抵抗７２のタップ７１から供給
され、この可変抵抗７２は、差動増幅器４０の反転およ
び非反転端子の間に接続される。 混信の自動キャンセル 図１２は、一方の発振器に他方の発振器から補正信号を
自動的に供給する自動混信キャンセル回路を示す。供給
された補正信号は、寄生混信信号の反転したものであ
る。発振器１および発振器２の主要な構成部品は、図１
１に示した部品と同一である。コンデンサ６４として表
示した寄生コンデンサＣＳは、第１発振器１のバッファ
増幅器２２を形成するオペアンプの実質的なアース端子
２６に、第２発振器２からの信号を供給する，発振器２
から発振器１への寄生信号の影響をキャンセルするため
に、端子１１０に供給された追跡２信号を使用して、自
動キャンセル用の別の回路が設けられる。図に示すよう
に、加算器回路１１２を使用して、追跡信号を直列帰還
信号線３４Ａに供給する。追跡信号は発振器２回路から
発振器１回路に寄生的に供給され、その結果、発振器１
回路で発見される追跡２信号の量は、寄生的に接続され
ている発振器信号それ自体の量を表わす。発振器１回路
に存在する追跡２信号の量を検出するために乗算検出器
１１４が設けられ、この乗算検出器１１４の一方の入力
端子は追跡２信号の入力端子１１０からの信号線１１６
に接続される。図に示すように、乗算検出器１１４の他
方の入力端子は、発振器１の信号線３０からの信号線１
１７に接続される。乗算検出器１１４の出力信号は、増
幅器回路１１８および低域フィルタ１２０を介して供給
され、信号線１２２に制御信号を発生する。干渉信号と
逆の位相を有する発振器２からの補正信号は信号線１２
４を介して発振器２の端子４２Ａから直線乗算器１２６
の入力端子に供給され、この直線乗算器１２６は信号線
１２２の制御信号を受けるもう１つの入力端子を有す
る。乗算器１２６の補正出力信号は、結合コンデンサ６
８を通過して発振器１の実質的なアース端子２６に入
る。もし発振器１で検出された追跡２信号の量が変化す
れば、信号線１２２の制御信号も変化し、乗算器１２６
を介して適切な量のキャンセル信号を発生する。したが
って、この回路は、発振器１の回路に寄生的に接続され
た発振器２からの干渉を自動的にキャンセルする機能を
果たす。同じ方法で、発振器１からの干渉信号は発振器
２でキャンセルされる。追跡１信号は入力端子１３０に
供給される。図に示すように、端子１３０は加算器１３
２の一方の入力端子に接続され、この加算器１３２は発
振器１のフィードバック信号線３４と直列に挿入され
る。端子１３０からの追跡１信号もまた信号線１３６を
介して、乗算検出器１３４の一方の入力端子に供給され
る。図に示すように、検出器１３４の他方の入力端子
は、発振器２から信号線１３７で信号を受ける。乗算器
１３４の出力信１号は、増幅器１３８によって増幅さ
れ、また低域フィルタ１４０で▲ろ▼波されて、乗算器
回路１４６の信号線１４２に制御信号を発生する。乗算
器回路１４６は、信号線１４４で発振器１からの位相が
逆のキャンセル信号を受ける。図に示すように、乗算器
１４６の出力信号は、コンデンサ７３を介して発振器２
の実質的なアース入力端子２６Ａに供給される。本回路
によって、発振器１から発振器２に寄生的に接続される
信号が自動的にキャンセルされる。図１３は、干渉源か
ら干渉されている発振器に供給されるキャンセル信号の
量を自動的に制御するために使用する利得制御素子とし
て、バラクタ１６８および１７３を使用する自動混信キ
ャンセル回路を示す。この回路は、キャンセル信号用の
利得制御素子としてバラクタを使用する点を除いて、図
１２の回路と同様である。発振器２から発振器１への補
正信号の量を制御する信号線１２２の制御信号は、端子
１６０に供給される。結合コンデンサ１６２は、発振器
２の駆動増幅器４０Ａの反転出力端子４２Ａから端子１
６０に補正信号を供給する。図に示すように、バラクタ
１６８は、端子１６０と発振器１のバッファ増幅器２２
の実質的なアース入力端子２６との間に接続される。信
号線１２２の制御信号のレベルの変化によって、バラク
タ１６８の容量が変化し、これによって発振器２から発
振器１に供給される補正信号のレベルが変化する。同じ
ようにして、結合コンデンサ１７０によって、発振器１
から端子１７２に対して自動的に調節した補正信号が供
給される。端子１７２は、信号線１４２に供給する制御
信号を有する。バラクタ１７３は、端子１７２とバファ
増幅器２２Ａの実質的なアース入力端子２６Ａとの間に
接続され、干渉信号を自動的にキャンセルする。図１４
は、水晶２４および２４Ａの分路コンデンサのキャンセ
ルを自動的に制御し、発振器１と発振器２との間の混信
キャンセルを自動的に制御する回路を示す。この回路は
図１３と図９の機能を組合わせたものであり、図９の機
能は参照番号の末尾にＡを付した部品によって図１４に
再現されている。その結果、１つの追跡信号をどちらか
の発振器と組み合わせて使用し、分路コンデンサのキャ
ンセルと、一方の発振器の他方の発振器への寄生的接続
の追跡との両方を行なう。本発明の特定の実施例を上記
のように説明してきたが、これは例示および説明を目的
とするものである，これらは、完全なものであることを
意図するものではなく、また本発明を開示した形態に厳
密に限定することを意図するものでもなく、明らかに多
くの変形や変更が、上記の教示に照らして可能である。
本発明の原理とその実際の用途を最もよく説明でき、こ
れによって、他の当業者が本発明および種々の実施例
を、考えられる特定の用途に適した種々の変形と共に、
充分に活用することができるように、実施例を選択して
説明した。本発明の範囲は、添付の特許請求およびその
等価物によって規定されることを意図するものである。
【図１】従来技術による基本的な直列帰還水晶発振器回
路を示す回路図である。
路を示す回路図である。
【図２】帰還信号に対して振幅制御回路を使用する直列
帰還水晶発振器回路を示す回路図である。
帰還水晶発振器回路を示す回路図である。
【図３】分路コンデンサＣＯを有する水晶共振器の等価
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図４】水晶の分路コンデンサの影響を排除する水晶共
振器のアドミタンス対角周波数を示すグラフである。
振器のアドミタンス対角周波数を示すグラフである。
【図５】分路コンデンサの影響を排除する水晶共振器の
位相対角周波数を示すグラフである。
位相対角周波数を示すグラフである。
【図６】水晶共振素子の分路コンデンサの影響をキャン
セルするための補償コンデンサを有する発振器回路のブ
ロック図である。
セルするための補償コンデンサを有する発振器回路のブ
ロック図である。
【図７】補償コンデンサと結合した電圧分割器回路を使
用する発信回路のブロック図である。
用する発信回路のブロック図である。
【図８】図４Ａに示した発振器回路の詳細な回路図であ
る。
る。
【図９】水晶共振素子の分路コンデンサの影響を自動的
にキャンセルする回路を有する発振器回路のブロック図
である。
にキャンセルする回路を有する発振器回路のブロック図
である。
【図１０】水晶共振素子の分路コンデンサの影響を自動
的にキャンセルするバラクタ回路を有する発振器回路の
ブロック図である。
的にキャンセルするバラクタ回路を有する発振器回路の
ブロック図である。
【図１１】２つの水晶発振器回路間の混信を補償する回
路構成を示す回路図である。
路構成を示す回路図である。
【図１２】自動混信キャンセル回路の回路図である。
【図１３】利得制御素子としてバラクタを使用する自動
混信キャンセル回路の回路図である。
混信キャンセル回路の回路図である。
【図１４】水晶の分路コンデンサの補償を自動制御し、
混信キャンセルを制御する回路の回路図である。
混信キャンセルを制御する回路の回路図である。
２０ 発振器回路 ２２ バッファ増幅器 ２４ 水晶 ２８ 出力端子 ３４ 乗算回路 ４０ 信号線 ＣＯ 水晶分路コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 プラディープ バールドワイ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94521 コンコード 71 クレイトン ロ ード 4260
Claims (16)
- 【請求項１】 直列帰還発振器回路に入力および出力端
子を有するバッファ増幅器と直列の周波数選択水晶素子
の分路コンデンサを補償する回路において、上記の回路
は：上記のバッファ増幅器の出力端子に接続された入力
端子を有し、非反転信号出力端子に非反転信号を発生
し、反転信号出力端子に反転信号を発生する差動増幅
器；第１および第２端子と上記の２つの端子の間に分路
コンデンサとを有し、上記の第１端子は、上記の差動増
幅器の非反転出力端子に接続され、上記の第２端子は、
上記のバッファ増幅器の入力端子に接続されて上記の直
列帰還水晶発振器回路を形成する上記の水晶素子；およ
び第１および第２端子を有する補償コンデンサであっ
て、上記の第１端子は上記の差動増幅器の反転信号出力
端子に接続され、上記の第２端子は上記のバッファ増幅
器の入力端子に接続され、その結果、上記の補償コンデ
ンサは上記の水晶素子の分路コンデンサを通過する信号
と振幅が実質的に等しく位相が逆の補償信号を上記のバ
ッファ増幅器の入力端子に供給し、これによって上記の
水晶素子の分路コンデンサを通過する上記の信号の影響
をキャンセルする上記の補償コンデンサ；によって構成
されることを特徴とする回路。 - 【請求項２】 入力端子および可変出力タップ端子を有
する可変分圧器回路を有し、上記の入力端子には上記の
差動増幅器の反転信号出力端子が接続され、上記の可変
出力タップ端子には上記の補償コンデンサが接続される
ことを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項３】 補償コンデンサを通過する補償信号の振
幅を自動的に調節する手段を有し、上記の自動調節手段
は：追跡信号を上記の差動増幅器に供給する手段であっ
て、上記の追跡信号は上記の水晶素子の直列共振周波数
とは異なる周波数を有し、その結果、上記の追跡信号は
非反転追跡信号として上記の水晶素子の分路コンデンサ
を通過し、さらに上記の追跡信号は反転追跡信号として
上記の補償コンデンサを通過して上記のバッファ増幅器
の入力端子において上記の非反転追跡信号と結合して該
非反転追跡信号キャンセルし、残留追跡信号を残す上記
の手段；上記の追跡信号に関して上記のバッファ増幅器
を通過する上記の残留追跡信号の振幅と位相を検出して
上記の残留追跡信号の振幅と位相を示す追跡制御信号を
発生する手段；および上記の追跡制御信号によって制御
され、上記の補償コンデンサを通過する反転追跡信号の
振幅を調節して上記の残留追跡信号を最小化する手段；
を有することを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項４】 上記の検出手段は：上記の追跡信号によ
って上記の残留追跡信号を乗算して制御信号を発生する
同期復調器；および上記の制御信号用の低域フィルタ；
を有することを特徴とする請求項３記載の回路。 - 【請求項５】 上記の振幅調節手段および上記の補償コ
ンデンサがは、上記の追跡制御信号によって制御される
電圧可変コンデンサを有することを特徴とする請求項３
記載の回路。 - 【請求項６】 第１水晶発振器回路から第２水晶発振器
回路に接続された干渉混信信号減少回路において、上記
の回路は：上記の第１水晶発振器回路から混信キャンセ
ル信号を発生する手段であって、上記の混信キャンセル
信号は上記の混信信号に関して位相が逆である上記の手
段；および上記の混信キャンセル信号を上記の第２水晶
発振器回路に供給して上記の干渉信号をキャンセルする
手段；によって構成されることを特徴とする回路。 - 【請求項７】 キャンセル信号を発生する上記の手段
は、上記の第１水晶発振器からの２つの位相が逆の信号
を加算し、選択された振幅と位相とを有するキャンセル
信号を発生する手段を有することを特徴とする請求項６
記載の回路。 - 【請求項８】 上記の位相が逆の信号の間に接続され、
キャンセル信号を発生する可変タップを有する抵抗を有
することを特徴とする請求項７記載の回路。 - 【請求項９】 ソース回路で発生し、迷走接続インピー
ダンスを介して接続され、混信に敏惑な回路と干渉する
混信干渉信号の自動キャンセル・システムにおいて、上
記のシステムは；上記のソース回路に混信追跡信号を供
給する手段であって、上記の混信追跡信号は上記の混信
に敏感な回路の動作に干渉しない周波数を有する上記の
手段；および上記のソース回路の出力端子から上記の混
信に敏感な回路に反転追跡信号を供給する混信キャンセ
ル手段；によって構成され、上記の混信キャンセル手段
は：上記のソース回路の出力端子に接続されたインバー
タ回路；反転追跡制御信号に応答して上記の反転追跡信
号の振幅を制御する振幅制御手段；上記の反転追跡信号
を上記の混信に敏感な回路の入力端子に供給する手段で
あって、その結果、上記の混信に敏感な回路に供給され
る上記の追跡信号が、位相が逆の反転追跡信号と加算さ
れ、上記の追跡信号と上記の反転追跡信号との不完全な
キャンセルの結果としての残留追跡信号を発生する上記
の手段；および上記の残留追跡信号の振幅を検出し、上
記の反転追跡制御信号を発生する手段；を有し、上記の
振幅制御手段は上記の反転追跡制御信号によって制御さ
れて上記の残留追跡信号の振幅を最小化し、その結果、
上記の混信干渉信号と振幅がほぼ等しく位相が逆の信号
が上記の混信に敏感な回路に供給される経路を上記の混
信キャンセル手段が設け、これによって上記の混信干渉
信号を自動的にキャンセルすることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項１０】 上記のソース回路は、上記の迷走接続
インピーダンスを介して、上記の混信に敏惑な回路に供
給される発信信号を発生する発振器回路であることを特
徴とする請求項９記載のシステム。 - 【請求項１１】 上記の混信に敏感な回路は、発振器回
路であり、上記の追跡信号は、上記の発振器回路の発振
周波数と異なる周波数を有することを特徴とする請求項
９記載のシステム。 - 【請求項１２】 上記の検出および発生手段は：上記の
追跡信号によって上記の残留追跡信号を乗算して上記の
反転追跡制御信号を発生する同期復調器；および上記の
反転追跡制御信号用の低域フィルタ；を有することを特
徴とする請求項９記載のシステム。 - 【請求項１３】 上記の検出および発生手段は、上記の
反転追跡制御信号によって制御されて、上記の反転追跡
信号のレベルを制御する電圧可変コンデンサを有するこ
とを特徴とする請求項９記載のシステム。 - 【請求項１４】 ループ状に接続されて所定の周波数の
出力信号を発生する発振器を形成する増幅器および周波
数決定素子；上記の出力信号に応答して上記の出力信号
の振幅に対応する制御信号を発生する手段；および上記
の制御信号によって上記の出力信号を直線的に乗算して
上記の出力信号の振幅を実質的に一定のレベルに保持す
る手段；によって構成されることを特徴とする直線発振
器。 - 【請求項１５】 上記の周波数決定素子が、直列共振水
晶によって構成されることを特徴とする請求項１４記載
の発振器。 - 【請求項１６】 測定されるべきパラメータによって変
化する直列共振周波数を有し、ループ状に接続されて発
振器を形成し、上記の測定されるべきパラメータに対応
する周波数を有する出力信号を発生する増幅器と水晶；
上記の出力信号に応答して上記の出力信号の振幅に対応
する制御信号を発生する手段；および上記の制御信号に
よって上記の出力信号を直線的に乗算して上記の出力信
号の振幅を実質的に一定のレベルに保持する手段；によ
って構成されることを特徴とする物理的パラメータの変
化を測定する変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US530640 | 1990-05-30 | ||
| US07/530,640 US5047734A (en) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | Linear crystal oscillator with amplitude control and crosstalk cancellation |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001181083A Division JP3327912B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 線形発振器 |
| JP2001181082A Division JP3327911B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 混信キャンセル回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06104640A true JPH06104640A (ja) | 1994-04-15 |
| JP3218250B2 JP3218250B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=24114391
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22814991A Expired - Fee Related JP3218250B2 (ja) | 1990-05-30 | 1991-05-30 | 水晶発振器回路 |
| JP2001181083A Expired - Fee Related JP3327912B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 線形発振器 |
| JP2001181082A Expired - Fee Related JP3327911B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 混信キャンセル回路 |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001181083A Expired - Fee Related JP3327912B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 線形発振器 |
| JP2001181082A Expired - Fee Related JP3327911B2 (ja) | 1990-05-30 | 2001-06-15 | 混信キャンセル回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5047734A (ja) |
| JP (3) | JP3218250B2 (ja) |
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1990
- 1990-05-30 US US07/530,640 patent/US5047734A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-05-30 JP JP22814991A patent/JP3218250B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-06-15 JP JP2001181083A patent/JP3327912B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-06-15 JP JP2001181082A patent/JP3327911B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001358533A (ja) | 2001-12-26 |
| JP2001358534A (ja) | 2001-12-26 |
| JP3327912B2 (ja) | 2002-09-24 |
| JP3218250B2 (ja) | 2001-10-15 |
| US5047734A (en) | 1991-09-10 |
| JP3327911B2 (ja) | 2002-09-24 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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