JPH06105478A - 車両用発電機の励磁電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】オン時及びオフ時のスイッチングノイズを低減
可能な車両用発電機の励磁電流制御装置の提供。 【構成】車両用発電機の励磁電流を断続制御するスイッ
チングトランジスタ１２のベース電位はコンデンサ１６
の蓄積電荷量に連動し、コンデンサ１６はカレントミラ
ー回路１ｂの出力端及び第２電流源１８により充放電さ
れる。カレントミラー回路１ｂの入力端及び出力端には
第１、第２電流源１９、１８から個別に負荷電流が供給
される。バッテリ電圧の変動により第１電流源及び第２
電流源から給電する電流を変更して、第１電流源から給
電される電流の電流差に応じてコンデンサ１６が充放電
されトランジスタのベース電位の緩慢な上昇又は低下に
よりオン時及びオフ時のスイッチングノイズを抑制す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車両用発電機の励磁電
流制御装置に関する。

【０００２】

【従来技術】従来の車両用発電機の励磁電流制御装置
は、エンジンにより駆動される同期発電機により充電さ
れるバッテリの電位に応じて励磁コイル駆動用のスイッ
チングトランジスタを断続して発電電流を制御し、バッ
テリ電圧を一定レベルに保持している。ここで、励磁コ
イルは大リアクタンス負荷であり、また励磁コイルと並
列接続されたフライホイルダイオードは接合容量をもつ
ので、スイッチングトランジスタの断続時に発生するス
イッチングノイズが問題となる。

【０００３】このスイッチングノイズを低減するための
回路例を図５に示す。発電機２の励磁コイル２１を駆動
するスイッチングトランジスタ１２は前置トランジスタ
２３により駆動され、前置トランジスタ２３のベースに
は定電圧ダイオード２６を含む抵抗分圧回路からの信号
電圧が入力され、この信号電圧の大小により前置トラン
ジスタ２３を断続している。前置トランジスタ２３のベ
ース／コレクタ間にはコンデンサ２４が接続され、ミラ
ー積分回路を構成している。この回路によれば、スイッ
チングトランジスタ１２がオンする場合（前置トランジ
スタ２３がオフする場合）には積分効果が効果的に作用
して、スイッチングトランジスタ１２の緩慢な導通が可
能によりスイッチングノイズを大きく低減できるが、ス
イッチングトランジスタ１２がオフする場合（前置トラ
ンジスタ２３がオンする場合）には積分効果が充分作用
せず、スイッチングノイズ低減が不十分となってしま
う。

【０００４】本出願人が出願した特開昭６４−４３０３
９号公報（図６参照）は、この問題の改善を目的とする
ものであって、スイッチングトランジスタ１２を駆動す
るための前置回路に二個のコンデンサ２８、２９を設
け、コンデンサ２８により図５と同様なスイッチングト
ランジスタ１２オン時のノイズ低減を行うとともに、複
数段のエミッタホロワトランジスタ２７６、２７７のコ
レクタ／ベース間接合容量からなるコンデンサ２９によ
りスイッチングトランジスタ１２オフ時のノイズ低減を
行っている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、後者の
スイッチングノイズ低減方式では、エミッタホロワトラ
ンジスタのコレクタ／ベース間接合容量を充分に確保し
ないとノイズ低減効果は充分でなく、エミッタホロワト
ランジスタのコレクタ／ベース間接合容量を大きく設計
するためにはエミッタホロワトランジスタを大型化せざ
るを得ず、チップの大型化又は集積回路設計の困難を引
き起こすという問題があった。また、もちろん、コンデ
ンサ２９を外付けコンデンサとすることは可能である
が、外付けコンデンサが二個も必要となり、回路コスト
が増大するという問題があった。

【０００６】更に、上記した後者のスイッチングノイズ
低減方式では、スイッチングトランジスタ１２を前置の
エミッタホロワトランジスタ２７７によりオフするに際
し、エミッタホロワトランジスタ２７７がオフするとス
イッチングトランジスタ２１のベース電位の制御ができ
ず、その結果、スイッチングトランジスタ１２のエミッ
タ／ベース間に蓄積された蓄積電荷の放電を制御するこ
とができない。従って蓄積電荷の１部はスイッチングト
ランジスタ１２のベース電流となり、残りはリーク補償
抵抗２７８を通して放電する。そして放電により蓄積電
荷のなくなった時点でスイッチングトランジスタ１２が
急激にオフしてスイッチンクノイズを発生させるという
問題があった。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、その第１の目的は、外付けコンデンサの増設や回
路設計の複雑化を招くことなく、オン時及びオフ時のス
イッチングノイズを低減可能な車両用発電機の励磁電流
制御装置を提供することである。またその第２の目的
は、スイッチングトランジスタ遮断時におけるスイッチ
ングトランジスタのエミッタ／ベース間の蓄積電荷の放
電に起因するスイッチングノイズを低減することにあ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の車両用発電機の
励磁電流制御装置は、車両用発電機の励磁電流を断続制
御するスイッチングトランジスタと、蓄積電荷量が前記
スイッチングトランジスタのベース電位と連動するコン
デンサと、出力端が前記コンデンサの一端に接続され前
記コンデンサの充放電を制御して前記スイッチングトラ
ンジスタの断続を生じさせるカレントミラー回路と、前
記カレントミラー回路の入力端に給電する第１電流源
と、前記カレントミラー回路の出力端に給電する第２電
流源と、前記カレントミラー回路に給電される前記第１
電流源または第２電流源の電流をバッテリ電圧と所定の
しきい値レベルとの比較結果に基づいて断続する給電電
流制御回路と、を備えることを特徴としている。

【０００９】好適な態様において、前記第１、第２電流
源はそれぞれ定電流源からなり、前記給電制御回路によ
り断続される電流源は他方の１．５〜３倍の電流を供給
するものである。ここで、接続とは、直結の他、所定の
電気回路素子を介しての接続を含む。

【００１０】

【作用】車両用発電機の励磁電流を断続制御するスイッ
チングトランジスタのベース電位はコンデンサの蓄積電
荷量に連動し、コンデンサはカレントミラー回路の出力
端及び第２電流源により充放電される。カレントミラー
回路の入力端及び出力端には第１、第２電流源から個別
に負荷電流が供給される。

【００１１】給電電流制御回路は、バッテリ電圧が所定
のしきい値レベルより小さい場合に第１電流源の電流を
吸収（または第２電流源に電流を供給）し、その結果、
カレントミラー回路の出力端の電流が減少（または第２
電流源の電流が増加）するとともに両電流源の電流差で
コンデンサが充電され、コンデンサの緩慢な電圧増加に
よりトランジスタのベース電位が緩慢に上昇し、オン時
のスイッチングノイズが抑制される。

【００１２】バッテリ電圧が所定のしきい値レベルより
大きい場合には第１電流源の電流が増加（または第２電
流源の電流を吸収）し、その結果、カレントミラー回路
の出力端の電流が増加（または第２電流源の電流が減
少）するとともに両電流源の電流差でコンデンサが放電
され、コンデンサの緩慢な電圧減少によりトランジスタ
のベース電位が緩慢に低下し、オフ時のスイッチングノ
イズが抑制される。

【００１３】

【発明の効果】以上説明したように本発明の車両用発電
機の励磁電流制御装置は、スイッチングトランジスタの
ベース電位に連動するコンデンサの一端をカレントミラ
ー回路の出力端及び第２電流源に接続し、カレントミラ
ー回路の出力側トランジスタに流れる電流と第２電流源
の電流との差電流によりコンデンサを緩慢に放電（又は
充電）する。

【００１４】このようにすれば、以下の効果を奏するこ
とができる。 （１）スイッチングトランジスタのオン時及びオフ時両
方のスイッチングノイズを低減できるにもかかわらず、
コンデンサを一個設けるだけでよく、集積回路設計が簡
単となる。 （２）スイッチングトランジスタをオフするに際し、ス
イッチングトランジスタのベースは、第２電流源及びカ
レントミラー回路の出力端により電位制御されるので、
スイッチングトランジスタのオフ時のエミッタ／ベース
間電位（すなわちスイッチングトランジスタのエミッタ
／ベース間の接合に蓄積されるの蓄積電荷量）はカレン
トミラー回路で制御でき、その結果として上記蓄積電荷
の緩慢な放電によりスイッチングノイズを低減すること
ができる。

【００１５】

【実施例】（実施例１）以下、本発明の励磁電流制御装
置を適用した車両用電源装置を図１を参照して説明す
る。この車両用電源装置は、励磁電流制御装置１と、同
期発電機２と、バッテリ３とからなる。

【００１６】発電機１は、ロータに巻装された励磁コイ
ル２１を有し、発電機２の３相出力電圧は発電機１内蔵
の三相全波整流器２２により整流されて、バッテリ３を
充電するとともに、負荷スイッチ５を通じて電気負荷４
に給電可能となっている。励磁電流制御装置１は、給電
電流制御回路１ａと、カレントミラー回路１ｂと、コン
デンサ１６と、第２電流源をなすトランジスタ１８と、
第１電流源をなすトランジスタ１９と、スイッチングト
ランジスタ回路（本発明でいうスイッチングトランジス
タ）１ｃとを備えている。

【００１７】以下、励磁電流制御装置１の詳細を説明す
る。バッテリ３はキースイッチＩＧ及び抵抗ｒ０を通じ
て内部電源ラインＨＬに給電し、ラインＨＬの電位はダ
イオードＤ１及び定電圧ダイオードＺＤからなる定電圧
回路により所定レベルに保持されている。また、バッテ
リ３の電圧は直列接続された分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２により
分圧されて比較器１１の−入力端に入力され、また、ラ
インＨＬの電位は分圧抵抗ｒ１、ｒ２により分圧されて
基準電圧（本発明でいうしきい値レベル）として比較器
１１の＋入力端に入力される。比較器１１の出力端は、
エミッタ接地のトランジスタ１３のベースに接続され、
トランジスタ１３のコレクタはカレントミラー回路１ｂ
の入力側トランジスタ１４のコレクタ（本発明でいうカ
レントミラー回路１ｂの入力端）に接続されている。こ
こで、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２、分圧抵抗ｒ１、ｒ２、比較
器１１、トランジスタ１３は本発明でいう給電電流制御
回路１ａを構成している。

【００１８】カレントミラー回路１ｂの入力側トランジ
スタ１４及び出力側トランジスタ１５のエミッタは接地
され、出力側トランジスタ１５のコレクタ（本発明でい
うカレントミラー回路１ｂの出力端）とエミッタとの間
にコンデンサ１６が並列接続されている。当然、トラン
ジスタ１４、１５のベースはトランジスタ１４のコレク
タに接続されている。

【００１９】一方、各エミッタがラインＨＬに接続され
る３個のｐｎｐトランジスタ１８、１９、２０を含む電
流源としてのカレントミラー回路１ｄが配設され、トラ
ンジスタ２０のベース及びコレクタは抵抗ｒ３を通じて
接地され、この抵抗ｒ３に基準電流Ｉを流している。ト
ランジスタ（本発明でいう第１電流源）１９のコレクタ
は入力側トランジスタ１４のコレクタに接続され、トラ
ンジスタ（本発明でいう第２電流源）１８のコレクタは
出力側トランジスタ１５のコレクタに接続され、入力側
トランジスタ１９のコレクタ電流Ｉ１は基準電流Ｉの２
倍とされ、出力側トランジスタ１８のコレクタ電流Ｉ２
は基準電流Ｉに等しくされている。

【００２０】カレントミラー回路１ｂの出力側トランジ
スタ１５のコレクタはエミッタホロワトランジスタ１７
のベースに接続され、エミッタホロワトランジスタ１７
のエミッタは抵抗ｒ４を通じて接地されるとともに、ダ
−リントン接続のスイッチングトランジスタ１２の初段
ベースに接続されている。ｒ５はエミッタホロワトラン
ジスタ１７のコレクタ抵抗、ｒ６はスイッチングトラン
ジスタ１２の初段トランジスタのエミッタバイアス抵抗
である。また、励磁コイル２１と並列にフライホイルダ
イオードＤが接続されている。

【００２１】以下、上記回路装置の作動を説明する。 （励磁電流通電時）バッテリ電圧が低下して、比較器１
１に入力されるその分圧Ｖ１がしきい値電圧Ｖｒより低
下すると、比較器１１がトランジスタ１３をオンし、ト
ランジスタ（第１電流源）１９の電流Ｉ１を吸収し、そ
の結果、トランジスタ１４、１５がオフし、トランジス
タ（第２電流源）１８の電流Ｉ２（＝０．５×Ｉ１）
で、コンデンサ１６が定電流充電される。コンデンサ１
６の高位端の電位はエミッタホロワトランジスタ１７に
よる電流増幅及びレベルシフトを介してスイッチングト
ランジスタ１２のベース電位に連動するので、その結
果、スイッチングトランジスタ１２は上記コンデンサ１
６の定電流充電とともに緩慢にオンし、オン時のスイッ
チングノイズが低減される。 （励磁電流遮断時）バッテリ電圧が上昇して、比較器１
１に入力されるその分圧Ｖ１がしきい値電圧Ｖｒより高
くなると、比較器１１がトランジスタ１３をオフし、ト
ランジスタ（第１電流源）１９の電流Ｉ１は入力側トラ
ンジスタ１４に流れ、その結果、トランジスタ１５に電
流Ｉ１が流れ、コンデンサ１６は、この電流Ｉ１からト
ランジスタ１８の電流Ｉ２（＝０．５×Ｉ１）との差電
流０．５×Ｉ１で定電流放電される。コンデンサ１６の
高位端の電位はエミッタホロワトランジスタ１７により
電流増幅及びレベルシフトを介してスイッチングトラン
ジスタ１２のベース電位に連動するので、その結果、ス
イッチングトランジスタ１２は上記コンデンサ１６の定
電流放電とともに緩慢にオフし、オフ時のスイッチング
ノイズが低減される。

【００２２】以下、この実施例の効果を説明する。この
実施例では、カレントミラー回路１ｂ、１ｄを用い、第
１電流源としてのトランジスタ１９のコレクタ電流を第
２電流源としてのトランジスタ１８のコレクタ電流の２
倍に設定しているために、コンデンサの充電と放電とを
全く同じ特性で行うことができ、両者のマッチングがよ
く、オン、オフ時の時間遅れを等しくできる。

【００２３】更に、電源電圧の変動や抵抗値のばらつき
などにより、コンデンサ１６の放電電流や充電電流、更
にその比がばらつくことが少ないという利点もある。 （実施例２）他の実施例を図２を参照して説明する。た
だし、実施例１と機能が類似する構成要素には同一符号
を付す。

【００２４】この実施例では、トランジスタ（第２電流
源）１８、１９（第１電流源）、２０で電流源としての
カレントミラー回路を構成し、トランジスタ１４１、１
５１及びトランジスタ１９１、１９２はそれぞれ通常の
カレントミラー回路を構成している。ただし、トランジ
スタ１４１、１５１、１４０、１５０、１９１、１９２
で本発明でいうカレントミラー回路を構成しており、ト
ランジスタ１９２のコレクタは本発明でいうカレントミ
ラー回路の入力端を構成し、トランジスタ１５０のコレ
クタが本発明でいうカレントミラー回路の出力端を構成
している。 （励磁電流遮断）バッテリ電圧の上昇により比較器１１
がトランジスタ１３をオフさせると、第２電流Ｉ２の２
倍に設定されたトランジスタ１９の電流Ｉ１（＝２×Ｉ
２）がトランジスタ１９２に流れ、トランジスタ１９１
はエミッタホロワトランジスタ１４０から電流２×Ｉ２
を吸収する。これにより、入力側トランジスタ１４１は
エミッタホロワトランジスタ１４０にベース電流Ｉｂ
（＝２×Ｉ２／ｈｆｅ）を流し、そのため、出力側トラ
ンジスタ１５１は電流Ｉｂをコンデンサ１６の他端Ｓ２
及びトランジスタ１５０のベースに供給する。トランジ
スタ１５０のベース電位が徐々に上昇すると、トランジ
スタ１５０がオンしてコンデンサ１６の一端Ｓ１の電位
を低下させ、コンデンサ１６は放電電流ｉｄをトランジ
スタ１５０のコレクタに流す。

【００２５】ここで、コンデンサ１６の放電電流ｉｄ
は、その容量をＣ、その端子電圧をＶｃとすれば、 ｉｄ＝−Ｃ×ｄＶｃ／ｄｔ となる。したがって、トランジスタ１５０のベース電流
Ｉｂ’は、２×Ｉ２／ｈｆｅ＋Ｃ×ｄＶｃ／ｄｔとな
り、そのコレクタ電流は、２×Ｉ２＋Ｃ×ｈｆｅ×ｄＶ
ｃ／ｄｔとなる。トランジスタ１７のベース電流を無視
すれば、トランジスタ１５０のコレクタ電流は、トラン
ジスタ１８０のコレクタ電流Ｉ２とコンデンサ１６の放
電電流との和であるので、 ２×Ｉ２＋Ｃ×ｈｆｅ×ｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉ２−Ｃ×ｄＶｃ／ｄｔ したがって、 ｄＶｃ／ｄｔ＝−Ｉ２／（Ｃ×（１＋ｈｆｅ）） となる。

【００２６】この式から、トランジスタ１３をオフさせ
ると、トランジスタ１５０がオンし、トランジスタ１５
０のオンによりコンデンサ１６の他端Ｓ２の電位はほぼ
一定となり、コンデンサ１６の一端Ｓ１の電位は上記ｄ
Ｖｃ／ｄｔの時間変化率で低下し、その結果、エミッタ
ホロワトランジスタ１７を通じてスイッチングトランジ
スタ１２のベース電位もコンデンサ１６の一端Ｓ１の電
位と連動して低下して徐々に遮断され、スイッチングト
ランジスタ１２オフ時のスイッチングノイズを低減する
ことができる。 （励磁電流通電）バッテリ電圧の低下により比較器１１
がトランジスタ１３をオンさせると、トランジスタ１３
はトランジスタ１９の電流（２×Ｉ２）を吸収し、トラ
ンジスタ１９２及び１９１、１４０、１４１、１５１が
オフする。

【００２７】したがって、トランジスタ１５０のベース
電流Ｉｂ’は、Ｃ×ｄＶｃ／ｄｔとなり、そのコレクタ
電流は、Ｃ×ｈｆｅ×ｄＶｃ／ｄｔとなる。トランジス
タ１７のベース電流を無視すれば、トランジスタ１８の
コレクタ電流Ｉ２は、トランジスタ１５０のコレクタ電
流とコンデンサ１６の充電電流との和であるので、 Ｉ２＝Ｃ×ｈｆｅ×ｄＶｃ／ｄｔ＋Ｃ×ｄＶｃ／ｄｔ したがって、 ｄＶｃ／ｄｔ＝Ｉ２／（Ｃ×（１＋ｈｆｅ）） となる。

【００２８】この式から、トランジスタ１３をオンさせ
ると、コンデンサ１６の一端Ｓ１の電位は上記ｄＶｃ／
ｄｔの時間変化率で上昇し、その結果、エミッタホロワ
トランジスタ１７を通じてスイッチングトランジスタ１
２のベース電位もコンデンサ１６の一端Ｓ１の電位と連
動して上昇して徐々に導通し、スイッチングトランジス
タ１２オン時のスイッチングノイズを低減することがで
きる。

【００２９】すなわちこの実施例によれば、Ｉ２／（１
＋ｈｆｅ）という定電流でコンデンサ１６を充放電する
に等しく、実施例１のように定電流Ｉ２でコンデンサ１
６をを充放電するに比べて、コンデンサ１６の容量を１
／（１＋ｈｆｅ）に削減しても、同一の充放電特性が得
られるので、コンデンサ１６の内蔵に有利である。 （実施例３）他の実施例を図３を参照して説明する。た
だし、実施例１と機能が類似する構成要素には同一符号
を付す。

【００３０】この実施例は実施例１に対してトランジス
タ１３、１４、１５、１６、１８、１９、２０の極性を
反転させ、更にコンデンサ１６の他端Ｓ２を接地ライン
の代わりにトランジスタ１４、１５のベース（ラインＨ
Ｌの電位よりＰＮ接合の順方向電圧降下電圧だけ低いレ
ベル）としたものである。また、トランジスタ１３のコ
レクタは、第２電流源をなすトランジスタ１８のコレク
タに接続されており、その為、比較器１１の極性も反転
されている。

【００３１】作動原理は、第１の実施例が比較器１１の
出力に応じて第１電流源の電流Ｉ１を制御したのに対し
て、第３の実施例では第２電流源の電流Ｉ２を制御して
いる。いずれの実施例においても電流Ｉ１と電流Ｉ２の
差電流に応じた値でコンデンサ１６が充放電され、その
コンデンサ電圧によってスイッチングトランジスタ１２
のベース・エミッタ間電圧が制御されている。またこの
実施例から、コンデンサ１６の他端Ｓ２は例えばライン
ＨＬなど、一定電位の部位に接続すればよいことが分か
る。なお、Ｄ２は逆流防止ダイオードである。 （実施例４）他の実施例を図４を参照して説明する。た
だし、実施例１と機能が類似する構成要素には同一符号
を付す。

【００３２】この実施例では、実施例１に対して、実施
例３と同様にコンデンサ１６の他端Ｓ２をカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタ１４、１５の共通ベース
に接続し、比較器１１の出力で第２電流源の電流を制御
している。更に、カレントミラー回路１６の入出力トラ
ンジスタ１４、１５のコレクタと第１及び第２電流源の
間にエミッタホロワの増幅トランジスタ１４２、１５２
を接続している。

【００３３】コンデンサ１６の電圧によりスイッチング
トランジスタ１２のベース・エミッタ間電圧を制御する
為には、前記エミッタホロワの増幅トランジスタ１５２
のベース・エミッタ間が順バイアスにより電圧が安定し
ている必要がある。その為、バッテリ電圧が上昇し、比
較器１１の出力がトランジスタ１３をオンして、第２電
流源の値が減少した場合でも、トランジスタ１５２が順
バイアスとなる様に第２電流源はバイアス電流Ｉｅを備
えている。

【００３４】この実施例で、第１電流源を成すトランジ
スタ１９のコレクタ電流をＩ３、第２電流源の断絶制御
される電流値をＩ４とすると、第１の実施例のＩ１、Ｉ
２に相当する値はそれぞれＩ３−Ｉｅ、Ｉ４と考えるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の励磁電流制御装置の実施例１を示す回
路図

【図２】実施例２を示す回路図

【図３】実施例３を示す回路図

【図４】実施例４を示す回路図

【図５】従来の励磁電流制御装置の一例を示す回路図

【図６】従来の励磁電流制御装置の一例を示す回路図

【符号の説明】 １２ スイッチングトランジスタ １６ コンデンサ １ｂ カレントミラー回路 １９ 第１電流源 １８ 第２電流源 １ａ 給電電流制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】車両用発電機の励磁電流を断続制御するス
   イッチングトランジスタと、 蓄積電荷量が前記スイッチングトランジスタのベース電
   位と連動するコンデンサと、 出力端が前記コンデンサの一端に接続され前記コンデン
   サの充放電を制御して前記スイッチングトランジスタの
   断続を生じさせるカレントミラー回路と、 前記カレントミラー回路の入力端に給電する第１電流源
   と、 前記カレントミラー回路の出力端部に給電する第２電流
   源と、 前記カレントミラー回路に給電される前記第１電流源ま
   たは第２電流源の電流をバッテリ電圧と所定のしきい値
   レベルとの比較結果に基づいて断続する給電電流制御回
   路と、 を備えることを特徴とする車両用発電機の励磁電流制御
   装置。
2. 【請求項２】前記第１、第２電流源はそれぞれ定電流源
   からなり、前記給電電流制御回路により断続される電流
   源は他方の電流源の１．５〜３倍の電流を供給するもの
   である請求項１記載の車両用発電機の励磁電流制御装
   置。