JPH0611151B2 - 周波数切換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、たとえば、データ通信システムのデータ宅
内装置または情報処理装置に設置され、データ伝送上、
送信用などの発振周波数を切り換える周波数切換回路に
関する。

〔従来の技術〕

従来、データ通信システムには、たとえば、第５図に示
すように、送信周波数の周波数切換回路が設置されてい
る。電圧制御発振器（ＶＣＯ）２は、時定数決定素子と
してのコンデンサ４が接続されるとともに、発振周波数
の切換回路としての電流切換回路６を介して抵抗８Ａ、
８Ｂが接続され、送信すべき２以上の周波数を発振可能
に構成されている。コンデンサ４と抵抗８Ａまたは抵抗
８Ｂとは、発振すべき周波数を決定する時定数回路を構
成し、電流切換回路６は、切換制御手段としてのフリッ
プフロップ回路１０からの切換制御信号に基づき、抵抗
８Ａ、８Ｂに流れる電流を選択的に切り換えてＶＣＯ２
に対して所定の時定数を設定する。この場合のフリップ
フロップ回路１０は、Ｄ−フリップフロップ回路で構成
されている。

ＶＣＯ２の発振出力は、出力回路１２を介して外部に取
り出されるとともに、波形変換回路１４を介して矩形波
出力に変換された後、フリップフロップ回路１０のクロ
ック入力ＣＫとなる。

そして、フリップフロップ回路１０のデータ入力Ｄに
は、切換入力端子１６に加えられた切換信号に応じてス
イッチ回路１８の出力が加えられている。

このような周波数切換回路によれば、送信モード時に切
換入力端子１６に、たとえば、マーク、スペース（Ｍ／
Ｓ）に応じた高低レベルの信号が選択的に加えられる。
第６図のＥは、これらマーク信号（Ｍ）およびスペース
信号（Ｓ）を示している。このような切換信号がスイッ
チ回路１８を介してフリップフロップ回路１０のデータ
入力Ｄに加えられ、ある時点において、マーク信号から
スペース信号に切り換えられると、フリップフロップ回
路１０の非反転出力Ｑは、低（Ｌ）レベルから高（Ｈ）
レベルに転換する。

フリップフロップ回路１０の非反転出力ＱがＬレベルに
切り換えられると、電流切換回路６から抵抗８Ａ側に流
れていた動作電流が抵抗８Ｂ側に流れ、ＶＣＯ２は、コ
ンデンサ４と抵抗８Ａで決定される時定数に基づく周波
数_１からコンデンサ４と抵抗８Ｂで決定される時定数
に基づく周波数_２に切り換えられて発振するので、そ
の発振周波数_１、_２は、出力回路１２から選択的に
取り出されるとともに、波形変換回路１４を介して矩形
波に変換された後、フリップフロップ回路１０のクロッ
ク入力ＣＫとなる。第６図のＦは波形変換回路１４の波
形整形出力、第６図のＧは出力回路１２を経て得られる
発振周波数波形を示す。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、このような周波数切換回路では、波形変換回
路１４の矩形波出力の立上りが、ＶＣＯ２の発振出力の
ゼロクロス点に同期しているので、矩形波出力の前縁を
フリップフロップ回路１０のクロック入力ＣＫとする
と、第６図に示すように、周波数の切換えを常に発振出
力のゼロクロス点で行うことができる。

このようにゼロクロス点で波形の切換えを行うことは、
ゼロクロス点以外の部分で波形を分断して波形切換えを
行う場合に比較し、高調波成分の発生を抑制できる利点
がある。すなわち、発振周波数の変更のため、発振波形
が例えば、周波数_１から周波数_２に変わった場合、
その変化点が発振波形の任意の箇所で生じた場合とその
波形のゼロクロス点で生じた場合とをスペクトルアナラ
イザによって観測すると、常にゼロクロス点で波形切換
えを行った場合には、高調波成分分布が明らかに少ない
ことが確認されている。したがって、このようなゼロク
ロス点での周波数の切換えは、受信側のビットエラーを
防止でき、波形の中途で切り換えられる場合に発生する
高調波成分による受信側の誤動作防止などに役立つもの
である。

しかしながら、このようなゼロクロス点での周波数切換
えは、切換えのタイミングをゼロクロス点の到来を待っ
て行うので、偶然にゼロクロス点が到来する稀なケース
は別として、最大１周期分の遅延時間を必要とし、遅延
時間の分だけ伝送効率を悪化させることになる。

そこで、この発明は、切換信号の到来から最も近いゼロ
クロス点での周波数の切換えにより、伝送効率を向上さ
せた周波数切換回路の提供を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明の送信周波数切換装置は、第１図に例示するよ
うに、制御電圧によって発振周波数が制御される電圧制
御発振器と、この電圧制御発振器の出力を取り出す出力
回路と、前記電圧制御発振器の発振出力を矩形波に波形
変換する波形変換回路と、この波形変換回路の出力波形
を微小時間だけ遅延させる遅延回路と、前記波形変換回
路の矩形波出力とともに前記遅延回路の前記矩形波出力
の排他的論理和により、前記矩形波出力のエッジを表す
パルスを発生するエクスクルーシブＯＲ回路と、このエ
クスクルーシブＯＲ回路が発生した前記パルスがクロッ
ク入力に加えられるとともに、前記発振周波数を切り換
える切換信号がデータ入力として加えられるフリップフ
ロップ回路と、このフリップフロップ回路が発生した切
換出力に応じて前記電圧制御発振器に対する前記制御電
圧を切り換えて前記発振周波数を変更させる切換回路と
を備えたことを特徴とする。

〔作用〕

発振器では制御入力に応じた発振周波数が得られ、その
発振出力が波形変換回路を通じて矩形波に波形変換され
る。また、エッジ検出回路では、波形変換出力のエッジ
が検出され、そのエッジを表すパルスが得られる。そし
て、フリップフロップ回路では、エッジ検出回路の出力
パルスがクロック入力、周波数切換えのための切換信号
がデータ入力に加えられて制御出力が得られる。

この制御出力が制御入力切換手段に加えられて制御入力
切換手段からの発振器に対する制御入力が切り換えら
れ、発振器の発振周波数が変更される。

したがって、この発明では、波形変換回路の矩形波出力
のエッジ（矩形波の立上りおよび立下り点）に対応して
発振周波数が切り換えられるので、切換信号の到来から
最も近いゼロクロス点で周波数切換えが行われることに
なる。

ところで、発振波形を切り換えると、現発振波形と前発
振波形との間に変化点が生じるが、その変化点が発振波
形のゼロクロス点で生じた場合とゼロクロス点以外で生
じた場合とを高調波成分分布で比較すると、変化点がゼ
ロクロス点で生じた場合には高調波成分分布が明らかに
少ない。したがって、この発明では、発振周波数の変更
をその発振波形のゼロクロス点に設定するとともに、切
換信号の到来から最も近いゼロクロス点で発振周波数の
切換えをスムーズに行うことができるので、波形変換の
効率化とともに、高調波成分分布の抑制が実現される。

〔実施例〕

以下、この発明の実施例を図面を参照して詳細に説明す
る。

第１図は、この発明の周波数切換回路の実施例を示し、
第５図の周波数切換回路と同一部分には、同一符号を付
してある。

制御入力に応じた発振周波数が変更可能な発振器として
電圧制御発振器（ＶＣＯ）２が設置され、このＶＣＯ２
には発振周波数を決定する素子としてのコンデンサ４が
接続されるとともに、制御入力切換手段として設置され
た電流切換回路６および抵抗８Ａ、８Ｂが接続されてお
り、この実施例では抵抗８Ａ、８Ｂによって２つの周波
数を発振可能に構成されている。コンデンサ４と抵抗８
Ａまたは抵抗８Ｂとは、発振すべき周波数を決定する時
定数回路を構成し、電流切換回路６は、切換制御手段と
してのフリップフロップ回路１０からの切換制御出力に
基づいて抵抗８Ａ、８Ｂに対する電流を選択的に切り換
えることにより、ＶＣＯ２に対する制御入力を切り換え
てＶＣＯ２に所定の時定数を設定する。フリップフロッ
プ回路１０は、たとえば、Ｄ−フリップフロップ回路で
構成される。

ところで、ＶＣＯ２は、例えば、電圧比較手段としてト
ランジスタ差動対を備え、このトランジスタ差動対の出
力電流をトランジスタ毎にバッファ回路を介して取り出
して電圧に変換した後、その電圧をトランジスタ差動対
の各ベース側に帰還するとともに、前記バッファ回路の
出力間に前記出力電流を以て充電又は放電するコンデン
サ４が接続されて、このコンデンサ４の充電電圧によ
り、前記バッファ回路による前記出力電流の取出しが制
御されるように構成されている。抵抗８Ａ、８Ｂは、ト
ランジスタ差動対に直列に接続されて、その動作電流の
値を決定する手段である。電流切換回路６は、トランジ
スタ差動対に接続すべき抵抗８Ａ、８Ｂを選択し、トラ
ンジスタ差動対の動作電流を切り換える手段である。そ
して、このトランジスタ差動対の出力電流は、この動作
電流の値、即ち、選択される抵抗８Ａ、８Ｂに依存し、
抵抗８Ａ、８Ｂの選択がコンデンサ４の充電時間を変化
させることになる。即ち、抵抗８Ａ、８Ｂの選択による
電流切換えにより、発信周波数_１、_２が選択的に切
り換えられる。

ＶＣＯ２の発振出力は、出力回路１２を介して外部に取
り出されるとともに、波形変換回路１４に加えられてい
る。また、波形変換回路１４では、ＶＣＯ２の発振出力
波形のゼロクロス点を検出するための矩形波に変換す
る。

そして、波形変換回路１４の出力側には、その矩形波出
力のエッジを検出するエッジ検出回路２０が設置され、
このエッジ検出回路２０では、矩形波のエッジの検出、
すなわちその矩形波の立上りおよび立下りを検出し、そ
のエッジに同期したタイミングパルスが得られる。

このエッジ検出回路２０の出力側には、フリップフロッ
プ回路１０が設置され、フリップフロップ回路１０では
エッジ検出回路２０が発生したタイミングパルスがクロ
ック入力ＣＫ、スイッチ回路１８からの切換信号がデー
タ入力Ｄに加えられ、両入力に応じて非反転出力Ｑを以
て制御出力が得られる。スイッチ回路１８は、切換入力
端子１６に加えられた切換入力に応じた高低二レベルの
切換信号を発生するスイッチング手段で構成される。

以上の構成に基づき、その動作を第２図を参照して説明
する。

切換入力端子１６に第２図のＡに示す切換信号における
マーク信号（Ｍ）が入力されると、データ入力ＤがＨレ
ベルになるため、フリップフロップ回路１０は非反転出
力Ｑを発生する。このとき、電流切換回路６から抵抗８
Ａ側に動作電流が流れて制御入力となり、ＶＣＯ２は、
コンデンサ４と抵抗８Ａとによって決定される周波数
_１を発振する。この発振出力は出力回路１２を介して出
力されるとともに、波形変換回路１４を介してエッジ検
出回路２０に加えられる。エッジ検出回路２０は、その
矩形波出力の立上り、立下りに同期したタイミングパル
スを発生する。このタイミングパルスは、フリップフロ
ップ回路１０のクロック入力ＣＫに加えられる。

次に、切換入力端子１６に第２図のＡに示す切換信号に
おけるスペース信号（Ｓ）が入力されると、データ入力
ＤがＬレベルになるため、フリップフロップ回路１０は
反転出力を発生する。このとき、電流切換回路６から抵
抗８Ｂ側に動作電流が流れ、ＶＣＯ２は、コンデンサ４
と抵抗８Ｂとによって決定される周波数_２を発振す
る。この発振出力は出力回路１２を介して出力されると
ともに、波形変換回路１４を介してエッジ検出回路２０
に加えられる。そして、エッジ検出回路２０は、その矩
形波出力の立上り、立下りに同期したタイミングパルス
を発生する。このタイミングパルスは、フリップフロッ
プ回路１０のクロック入力ＣＫに加えられる。

このような周波数切換動作において、第２図のＢは波形
変換回路１４の矩形波出力、第２図のＣはエッジ検出回
路２０のタイミングパルス、第２図のＤは出力回路１２
を介して得られるＶＣＯ２の発振出力をそれぞれ示す。

そして、第２図の波形から明らかなように、エッジ検出
回路２０は、波形変換回路１４の矩形波出力のエッジに
対応したタイミングパルスをフリップフロップ回路１０
のクロック入力ＣＫに加えているため、フリップフロッ
プ回路１０の動作の切換えは、波形変換回路１４の矩形
波出力のエッジに対応したものとなる。すなわち、第２
図のＡに示す切換信号がＨレベルからＬレベルに切り換
えられた時点から最も近いタイミングパルスの到来時
点、換言すれば、ＶＣＯ２の発振波形の最も近いゼロク
ロス点の到来に応動して周波数が切り換えられる。した
がって、第５図に示す周波数切換回路における発振波形
の最大１周期分の遅延は、最大半周期分に短縮され、伝
送効率が改善される。

次に、第３図は、エッジ検出回路２０の具体的な構成例
を示す。このエッジ検出回路２０は、エクスクルーシブ
ＯＲ回路２２の一方の端子にインバータ２４、２６から
なる遅延回路を付加したものであり、エクスクルーシブ
ＯＲ回路２２の一方の端子に波形変換回路１４の矩形波
出力を直接加えるとともに、その他方の端子にインバー
タ２４、２６を介して加えることにより、矩形波出力の
エッジ検出を行う。

そこで、第４図のＢに示す波形を波形変換回路１４の矩
形波出力とすると、この矩形波出力はエクスクルーシブ
ＯＲ回路２２のａ側端子に加えられ、そのｂ側端子には
インバータ２４、２６で僅かの時間だけ遅延させた第４
図のＥに示す矩形波出力が加えられるため、両者の排他
的論理和によって、エクスクルーシブＯＲ回路２２に
は、第４図のＣに示すように、波形変換回路１４の矩形
波出力のエッジに対応した細いタイミングパルスが得ら
れる。

したがって、この出力パルスをフリップフロップ回路１
０のクロック入力ＣＫとすることにより、第２図のＡな
いしＣに示すように、発振波形の最も近いゼロクロス点
の到来に応動して周波数を切り換えることができる。

また、エッジ検出回路２０は、波形変換回路１４の矩形
波出力を微分する微分回路で構成し、矩形波出力のエッ
ジに対応したパルスを形成することもできる。

なお、実施例では、データ通信システムについての送信
周波数の切換えを例に取って説明したが、この発明は複
数の周波数をその発振波形のゼロクロス点に同期して切
り換える各種の発振回路に用いることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、切換信号の到
来から発振波形の最も近いゼロクロス点を検出して周波
数切換えができるので、ゼロクロス点で周波数切換えに
より高調波成分を抑制することができるとともに、効率
的な周波数切換えが実現でき、たとえば、データ通信シ
ステムにおいて、伝送効率の低下を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の周波数切換回路の実施例を示すブロ
ック図、第２図は第１図に示した周波数切換回路の動作
波形を示す説明図、第３図は第１図に示した周波数切換
回路のエッジ検出回路の具体的な構成例を示す回路図、
第４図は第３図に示したエッジ検出回路の動作タイミン
グを示す説明図、第５図は一般的な周波数切換回路を示
すブロック図、第６図は第５図に示した周波数切換回路
の動作波形を示す説明図である。 ２……電圧制御発振器 ６……電流切換回路（切換回路） １０……フリップフロップ回路 １２……出力回路 １４……波形変換回路 １８……スイッチ回路 ２０……エッジ検出回路 ２２……エクスクルーシブＯＲ回路 ２４，２６……インバータ（遅延回路）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】制御電圧によって発振周波数が制御される
   電圧制御発振器と、 この電圧制御発振器の出力を取り出す出力回路と、 前記電圧制御発振器の発振出力を矩形波に波形変換する
   波形変換回路と、 この波形変換回路の出力波形を微小時間だけ遅延させる
   遅延回路と、 前記波形変換回路の矩形波出力とともに前記遅延回路の
   前記矩形波出力の排他的論理和により、 前記矩形波出力のエッジを表すパルスを発生するエクス
   クルーシブＯＲ回路と、 このエクスクルーシブＯＲ回路が発生した前記パルスが
   クロック入力に加えられるとともに、前記発振周波数を
   切り換える切換信号がデータ入力として加えられるフリ
   ップフロップ回路と、 このフリップフロップ回路が発生した切換出力に応じて
   前記電圧制御発振器に対する前記制御電圧を切り換えて
   前記発振周波数を変更させる切換回路と、 を備えたことを特徴とする周波数切換回路。