JPH0612857B2

JPH0612857B2 - 増幅回路

Info

Publication number: JPH0612857B2
Application number: JP58102578A
Authority: JP
Inventors: 律司竹下; 邦夫関; 謙司堀内
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-06-10
Filing date: 1983-06-10
Publication date: 1994-02-16
Anticipated expiration: 2009-02-16
Also published as: JPS59228404A

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明は、各種オーディオ機器に用いて好適な増幅回路
に関する。

〔背景技術〕

オーディオ用の増幅回路において、例えばスピーカが接
続される出力端は、電源電圧の1/2に設定する必要があ
る。この電圧レベルは中点電圧ともいわれ、最大出力
（理想出力）を得るために、電源電圧の高低にかかわら
ず、常に電源電圧の1/2に設定し得ることが望ましい。

本発明者等は、増幅回路における中電圧の安定化につ
き、以下に述べるような回路技術を開発した。

すなわち、バイアス回路を設け、そのバイアス電圧によ
って上記中点電圧を電源電圧の1/2に設定するというも
のである。

しかし、かかる技術においては、電源電圧の変動により
バイアス電圧が変動し、これにともない中点電圧も変動
してしまうことが、本発明者等の検討により明らかにさ
れた。

〔発明の目的〕

本発明の目的とするところは、電源電圧の変動に対応し
て、中点電圧を常に所定の電圧レベルに設定し、良好な
増幅動作を行ない得る増幅回路を提供することにある。

本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、
本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ
う。

〔発明の概要〕

本願において開示される発明の概要を簡単に説明すれ
ば、下記のとおりである。

すなわち、増幅回路のバイアス電圧を設定するカーレン
トミラー回路の入力側と出力側とに、電源電圧の変動に
対応して変化する電流と上記変動に無関係な電流とを供
給し、バイアス電圧にもとづいて設定される出力段の中
点電圧が、電源電圧の変動に対応して所定電圧レベル、
例えば電源電圧の1/2に設定されるようになし、良好な
増幅動作を行うという目的を達成するものである。

〔実施例〕

以下、第１図〜第３図を参照して本発明を適用した増幅
回路の一実施例を述べる。なお、第１図は増幅回路の回
路構成を示す回路図であり、半導体集積回路（以下にお
いてＩＣという）化されているものとする。

外部接続端子である１番端子には、入力信号（オーディ
オ信号）Ｖ_inが供給される。また２番端子には電源電圧
＋Ｖ_CCが供給され、３番端子には昇圧用のブートストラ
ップコンデンサＣ₁が接続される。４番端子は出力端子
であり、この端子の直流電圧Vcc_/2が中点電圧である。
そして、４番端子から中点電圧に重畳した交流の出力信
号Ｖ_outが得られる。５番端子は、接地用端子である。

ラインｌ₁に電源電圧＋Ｖ_CCが供給されると、抵抗Ｒ₁，
定電圧ツェナーダイオードＺＤによって、トランジスタ
Ｑ₁のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE1が決定される。トラ
ンジスタＱ₁を流れる電流Ｉ₁は、抵抗Ｒ₂を介してライ
ンｌ₂に流れる。この際、電源電圧＋Ｖ_CCが変動して
も、上記ベース・エミッタ間電圧Ｂ_BE1がほぼ一定に保
たれるので、電流Ｉ₁も変化しない。従って、ラインｌ₂
の電圧レベル＋Ｖ_CC1もほぼ一定に保たれる。

抵抗Ｒ₃，ダイオードＤ₁，抵抗Ｒ₄は、トランジスタ
Ｑ₃，Ｑ₄，Ｑ₅の各ベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE3，Ｖ
_BE4，Ｖ_BE5を決定する。従って、抵抗Ｒ₅，トランジス
タＱ₃は定電流回路として動作することになり、以下同
様に抵抗Ｒ₆とトランジスタＱ₄，抵抗Ｒ₇とトランジス
タＱ₅とが定電流回路として動作することになる。

ここで、説明の便宜のため抵抗Ｒ₅、トランジスタＱ₃で
構成された定電流回路がない場合、言い換えれば電流Ｉ
₁₂が流れない場合の回路動作を述べる。

＋Ｖ_CC電源から抵抗Ｒ₁₁，トランジスタＱ₁₁，抵抗
Ｒ₁₀，アースラインに電流Ｉ₁₁が流れる。この電流Ｉ₁₁
の電流量は、トランジスタＱ₁₁，Ｑ₁₂のベース・エミッ
タ間電圧および抵抗Ｒ₁₂，Ｒ₁₁，Ｒ₁₀の抵抗値によって
決定される。また、その電流量は、＋Ｖ_CC電源の電圧レ
ベルの変動に対応して変化する。

電流Ｉ₁₁が流れることにより、トランジスタＱ₁₂にベー
ス電流が供給され、これが活性領域で動作する。そし
て、ラインｌ₃から抵抗Ｒ₁₄を介してトランジスタＱ₁₃
に順方向バイアスがかかり、トランジスタＱ₁₃，Ｑ₁₂、
抵抗Ｒ₁₂，Ｒ₁₃の電流径路が構成される。

トランジスタＱ₁₁，Ｑ₁₂，Ｑ₁₄は、カレントミラー回路
を構成し、トランジスタＱ₁₁，Ｑ₁₂は入力回路として動
作する。アースラインからみたトランジスタＱ₁₁のベー
ス電圧は、抵抗Ｒ₁₀の電圧降下分にベース・エミッタ間
電圧Ｖ_BE11を加算した電圧レベルになる。そして、トラ
ンジスタＱ₁₄のベース電圧も、上記トランジスタＱ₁₁の
ベース電圧によって決定される。トランジスタＱ₁₄を流
れる電流をＩ₀′とすると、Ｉ₀′の電流量は1/2Ｉ₀にな
される如く抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₇の抵抗値が設定されている。

ここで、Ａ点の電圧レベルについてみると、電流Ｉ₀′
の電流量によって変化する。電流Ｉ₀′は、電流Ｉ₀によ
って変化する上に、電流Ｉ₁₁′，Ｉ₁₂′によっても変化
する。このうち、電流Ｉ₀，Ｉ₁₁′は、＋Ｖ_CC電源の電
圧変動に影響されるが、電流Ｉ₁₂′は影響されない。従
って、Ａ点の電圧レベルは、＋Ｖ_CC電源の電圧変動に影
響される要素とされない要素とによって決定される。

一方、上述の如く電流Ｉ₁₂を供給しない場合は、トラン
ジスタＱ₁₁に流れる電流Ｉ₀は、＋Ｖ_CC電源の電圧変動
にまともに対応して変化する。従って、電流Ｉ₀とＩ₀′
とは、＋Ｖ_CC電源の電圧変動に対応するが、その対応す
る電流量が異なることになる。

ところで、中点電圧Ｖ_Qは、上記Ａ点の電圧レベルに抵
抗Ｒ₂₁の電圧降下分を加算した電圧となる。そして、Ａ
点の電圧レベルが、上述の如く電流Ｉ₁₂′によって、必
らずしも＋Ｖ_CC電源の電圧変動に対応しないのであるか
ら、これを基準にした中点電圧Ｖ_Qも＋Ｖ_CC電源の電圧
変化に正確に対応しないことになる。なお、前記Ａ点の
電圧レベルについては、トランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇，Ｑ₁₈
等の回路動作とともに、後に詳述する。更に、中点電圧
Ｖ_Qの電圧レベルについても、回路動作とともに後に詳
述する。

前述の如く、＋Ｖ_CC電源の電圧変化と中点電圧Ｖ_Qの電
圧レベルの変化とが一致しない場合、出力信号Ｖ_outの
交流成分に歪が表われる。

このため、本発明を適用した増幅回路では、＋Ｖ_CC電源
と中点電圧Ｖ_Qのレベル変化とが正確に一致し得るよう
になされている。

次に、抵抗Ｒ₅，トランジスタＱ₃で構成された定電流回
路を設け、電流Ｉ₁₂をトランジスタＱ₁₁に供給した場合
の回路動作を述べる。

電流Ｉ₀は、電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂の和の電流である。このう
ち、電流Ｉ₁₁は＋Ｖ_CC電源の電圧変動に対応して変化す
るが、電流Ｉ₁₂はほとんど変化しない。なお、電流Ｉ₁₁
に対し上記電流Ｉ₁₁′は1/2の電流値であり、電流
Ｉ₁₂′は上記電流Ｉ₁₂の1/2の電流値になされるように
抵抗Ｒ₅，Ｒ₇の抵抗値が設定されている。

上記電流Ｉ₁₂を供給することにより、電流Ｉ₀は＋Ｖ_CC
電源の電圧変動に対応する要素と対応しない要素とを有
するようになる。

ところで、１番端子に入力信号Ｖ_inが供給されると、ト
ランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇を介してトランジスタＱ₁₈のベー
スに供給される。

初段増幅トランジスタＱ₁₆には低雑音特性が要求される
とともにそのベース・バイアス回路を単純化することが
望しいので、この二つの目的から初段増幅トランジスタ
Ｑ₁₆はＮＰＮではなくＰＮＰトランジスタによって構成
されている。

従って、このトランジスタＱ₁₆のベースは抵抗Ｒ₂₁を介
して接地されることにより、そのベース電位はほぼ接地
電位点に維持されている。

さらに、このトランジスタＱ₁₆は電圧増幅動作を殆んど
行わず電流増幅のみ行い、トランジスタＱ₁₇はレベルシ
フト動作を行う。エミッタ接地トランジスタＱ₁₈は電圧
増幅動作を行ない、その出力信号は第１駆動トランジス
タＱ₁₉のベースに供給される。この際、抵抗Ｒ₁₅はトラ
ンジスタＱ₁₈の相互コンダクタンスgmを設定し、抵抗Ｒ
₁₆、コンデンサＣ₃、更に後述する抵抗Ｒ₂₁によって増
幅利得が設定される。

トランジスタＱ₁₉は、抵抗Ｒ₁₈によってエミッタ接地に
構成されている。そして、トランジスタＱ₁₉の出力信号
は、そのコレクタ及びエミッタから、トランジスタ
Ｑ₂₁，Ｑ₂₂の各ベースに供給される。なお、トランジス
タＱ₂₂は第２駆動トランジスタであり、コンデンサＣ₄
は位相補償用であり、トランジスタＱ₂₁はトランジスタ
Ｑ₂₃，Ｑ₂₄の各ベース間におけるレベルシフト用であ
る。

いま仮りに、入力信号Ｖ_inが正極性であれば、トランジ
スタＱ₁₆のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE16が低下し、ト
ランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇を流れる電流が減少する。抵抗Ｒ
₆，トランジスタＱ₄で構成された定電流回路の出力電流
Ｉ₂は、トランジスタＱ₁₈のベースに多量に流れるよう
になる。トランジスタＱ₁₈からアースラインへ流れる電
流が増大し、これに反比例して第１駆動トランジスタＱ
₁₉のベース電流が減少する。この結果、第２駆動トラン
ジスタＱ₂₂を流れる電流が減少する。従って、定電流負
荷トランジスタＱ₁₅の出力電流Ｉ₃は、出力トランジス
タＱ₂₃のベース電流として供給される。なお、電流Ｉ₃
は、上記トランジスタＱ₁₃によって所定の電流量の制御
されている。

出力トランジスタＱ₂₃，Ｑ₂₄は、ダーリントン接続さ
れ、プッシュプル出力回路の電源側出力トランジスタと
して動作する。トランジスタＱ₂₃のベース電流が増大す
ることにより、トランジスタＱ₂₄のベース電流も増大す
る。従って、＋Ｖ_CC電源から、トランジスタＱ₂₄を介し
て４番端子４に流れる電流が増大し、その電流に対応し
て４番端子の電圧レベルが上昇する。上記４番端子の電
圧レベルの上昇は、入力信号Ｖ_inに対応した交流分であ
る。

そして、出力コンデンサＣ₂によって直流分がカットさ
れ、上記交流分のみが出力信号Ｖ_outとしてスピーカＳ
ｐに供給される。なお、コンデンサＣ₁は、＋Ｖ_CC電源
が供給されると同時に、抵抗Ｒ₁₉を介して充電される。
従って、４番端子の電圧レベルが上昇すると、コンデン
サＣ₁に充電された電圧の基準電圧が上昇することにな
り、ラインｌ₃の電圧レベルも上昇する。この結果、ト
ランジスタＱ₂₃から、トランジスタＱ₂₄に供給されるベ
ース電流が増大し、トランジスタＱ₂₄が効率よく駆動さ
れることになる。

一方、入力信号Ｖ_inが負極性になると、エミッタ接地ト
ランジスタＱ₁₈のベース電流が減少し、その減少分に反
比例してトランジスタＱ₁₉のベース電流が増大する。こ
の結果、トランジスタＱ₂₂のベース電流も増大し、その
コレクタ電圧が低下する。従って、出力トランジスタＱ
₂₃のベース電圧が低下することになり、これがオフ状態
になる。これに対し、他の出力トランジスタＱ₂₅にベー
ス電圧が供給されることになり、この出力トランジスタ
Ｑ₂₅を介して接地側出力トランジスタＱ₂₆にベース電流
が供給される。

そして、４番端子の電圧レベルが低下し、出力コンデン
サＣ₂に充電されていた電荷がトランジスタＱ₂₆を介し
て放電される。故に、出力信号Ｖ_outの電圧レベルは負
極性になり、スピーカＳｐからこれに対応した音声出力
が得られる。

上述の如くにして、入力信号Ｖ_inに対応した出力信号Ｖ
_outが得られるのであるが、４番端子の中点電圧Ｖ_Qは以
下に述べる回路動作によりVcc/2に安定化される。

すなわち、抵抗Ｒ₁₅，Ｒ₁₆の中点Ａにおけるバイアス電
圧を前述の如くＶ_Aとすると、４番端子の中点電圧（直
流電圧）Ｖ_Qは、Ｖ_Q＝Ｖ_A＋Ｉ₁₁′・Ｒ₂₁で決定され
る。なお、バイアス電圧Ｖ_Aは、トランジスタＱ₁₆，Ｑ
₁₇，Ｑ₁₈の各ベース・エミッタ間電圧をＶ_BE16，
Ｖ_BE17，Ｖ_BE18とすると、Ｖ_BE16＋Ｖ_BE17−Ｖ_BE18で決
定され、ほぼ一個のトランジスタのベース・エミッタ間
電圧Ｖ_BEとなる。

ところで、カレントミラー回路Ｑ₁₁，Ｑ₁₄のトランジス
タＱ₁₁に流れる電流Ｉ₀をトランジスタＱ₁₄に流れる電
流Ｉ₀′の２倍とするためには、トランジスタＱ₁₁のエ
ミッタ面積Ａ_EQ11はトランジスタＱ₁₄のエミッタ面積Ａ
_EQ14の２倍に設定され、抵抗Ｒ₁₀の抵抗は抵抗Ｒ₁₇の抵
抗の半分に設定されているが、この抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₇は省
略することができる。同様に、カレントミラー回路
Ｄ₁，Ｑ₃のダイオードＤ₁に流れる電流とトランジスタ
Ｑ₃に流れる電流Ｉ₁₂とを等しくするため、ダイオード
Ｄ₁のＰＮ接合面積とトランジスタＱ₃のエミッタ面積Ａ
_EQ3とは等しく設定され、抵抗Ｒ₃，Ｒ₅は互いに等しい
値に設定され、この抵抗Ｒ₃，Ｒ₅は省略することができ
る。トランジスタＱ₄に流れる電流Ｉ₂を所定の値に設定
するため、トランジスタＱ₄のエミッタ面積Ａ_EQ4と抵抗
Ｒ₆の抵抗値とは適切な値に設定されている。

トランジスタＱ₅に流れる電流Ｉ₁₂′をトランジスタＱ₃
に流れる電流Ｉ₁₂と半分とするために、トランジスタＱ
₅のエミッタ面積Ａ_EQ5はトランジスタＱ₃のエミッタ面
積Ａ_EQ3の半分に設定され、抵抗Ｒ₇は抵抗₅の半分の抵
抗値に設定されている。

さらにバイアス抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₀の和Ｒ₁₁＋Ｒ₁₀は負帰還
抵抗Ｒ₂₁の抵抗値と等しく設定されている。

そして、トランジスタＱ₁₁を流れる電流は、Ｉ₁₁＋Ｉ₁₂
＝Ｉ₀となる。トランジスタＱ₁₁，Ｑ₁₄はカレントミラ
ー回路を構成している。しかも、電流Ｉ₁₁，Ｉ₁₂に対し
電流Ｉ₁₁′，Ｉ₁₂′が上述の如き関係にあるから、トラ
ンジスタＱ₁₄を流れる電流Ｉ₀′は、になる。

この状態で、＋Ｖ_CC電源の電圧が例えば上昇したとす
る。この場合、電流Ｉ₀のうち電流Ｉ₁₁が増大し、トラ
ンジスタＱ₁₄を流れる電流Ｉ₀′のうち電流Ｉ₁₁′が増
大する。なぜならば、電流Ｉ₀のうち電流Ｉ₁₂はほとん
ど変化せず、電流Ｉ₀′のうち電流Ｉ₁₂′もほとんど変
化しないためである。

また、＋Ｖ_CC電源の電源電圧が低下すると、電流Ｉ₀の
うち電流Ｉ₁₁が減少し、電流Ｉ₀′のうち電流Ｉ₁₁′が
減少する。そして、電流Ｉ₁₂，Ｉ₁₂′はともに変化しな
い。

すでに説明したように、抵抗Ｒ₁₅の両端間の電圧降下を
無視すればＡ点の電圧Ｖ_AはＶ_BEとなるため、次式とな
る。

Ｖ_A＝Ｖ_BE ………(1) 一方、抵抗Ｒ₁₂の電圧降下を無視すれば抵抗Ｒ₁₁に流れ
る電流Ｉ₁₁は、次式で求められる。

同様に、トランジスタＱ₃に流れる電流Ｉ₁₂も次式で与
えられる。

従って、トランジスタＱ₁₁に流入する電流Ｉ₀は次のよ
うに求められる。

一方、すでに説明したようにトランジスタＱ₅に流れる
電流Ｉ₁₂′はＩ₁₂／２に設定され、トランジスタＱ₁₄に
流れる電流Ｉ₀′はＩ₀／２に設定されており、負帰還抵
抗Ｒ₂₁に流れる電流Ｉ₁₁′とＩ₁₂′との和はＩ₀′と等
しくなる。

従って、電流Ｉ₁₁′は、次式のように求められる。

一方、Ｒ₁₁＋Ｒ₁₀＝Ｒ₂₁の状態に抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁，Ｒ₂₁
が設定されているため、中点電圧Ｖ_Qは次のように設定
される。

このように、トランジスタＱ₅はエミッタ接地トランジ
スタＱ₁₈のコレクタ定電流負荷として動作するととも
に、トランジスタＱ₅に流れる電流Ｉ₁₂′は定電圧ツェ
ナーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖ_Zによって安定化
され、電源電圧Ｖ_CCの変動によってもＩ₁₂′は変化しな
い。従って、電源電圧Ｖ_CC上昇があっても、定電流トラ
ンジスタＱ₅の消費電力は上昇することはない。

一方、Ａ点の電圧はトランジスタＱ₁₆，Ｑ₁₇，Ｑ₁₈によ
りＶ_BEの電位に維持されているのに対し、どのような電
源電圧Ｖ_CCに対しても中点電圧Ｖ_Qを1/2Ｖ_CCとするよう
にカレントミラー回路Ｑ₁₁，Ｑ₁₄の出力トランジスタＱ
₁₄は負帰還抵抗Ｒ₂₁の両端間の電圧降下を決定する電流
Ｉ₁₁′を電源電圧Ｖ_CC変動に応じて調整する。エミッタ
接地トランジスタＱ₁₈のコレクタ・エミッタ径路を介し
て定着流負荷トランジスタＱ₅より電源電圧Ｖ_CCの変動
に無関係の一定の電流Ｉ₁₂′が出力トランジスタＱ₁₄の
コレクタに供給される。この一定電流Ｉ₁₂の中点電圧Ｖ
_Qへの影響を補償するため、同様に電源電圧Ｖ_CCの変動
に無関係の一定の電流Ｉ₁₂がカレントミラー回路Ｑ₁₁，
Ｑ₁₄の入力トランジスタＱ₁₁のコレクタに供給されてい
る。従って、中点電圧Ｖ_Qは、＋Ｖ_CC電源の電圧変化に
対応し、第２図に実線で示す如くほぼVcc-2で変化する
ことになる。

この結果、＋Ｖ_CC電源が第２図に示す＋△Ｖ_CCまで上昇
し、中点電圧Ｖ_QがＶ_QAまで上昇したとしても、出力信
号Ｖ_outは第３図に実線で示すように波形歪が表われな
い。

因みに、電流Ｉ₀に電流Ｉ₁₂が供給されず、言い換えれ
ば電流Ｉ₁₁によって電流Ｉ₀′が制御される場合は、両
者の電流変化が電流Ｉ₁₂′分だけ異る。言い換えると、
この場合は、中点電圧Ｖ_Qには、ＰＮＰトランジスタＱ₅
によって形成される電流Ｉ₁₂′によって決まる分だけＶ
_CC／２からのずれが生じる。このように電流Ｉ_Oに電流
Ｉ₁₂が供給されない場合であっても、例えば抵抗Ｒ₁₁の
抵抗値を少し減少することによって電流Ｉ₁₁を少し増加
すれば、所定の電源電圧Ｖ_CCにおいて中点電圧Ｖ_QをＶ
_CC／２とすることが可能である。しかし、この場合は、
抵抗Ｒ₁₁の減少によって、電源電圧Ｖ_CCの変化に対する
電流Ｉ₁₁の変化が大きくなってしまうことになる。それ
故にこの場合は、中点電圧Ｖ_Qは、第２図に仮想線で示
すように変化し、実線の場合に比較し△Ｖ_QAだけ上昇す
る。従って、出力信号Ｖ_outは、中点電圧△Ｖ_QAを中心
に振幅することになる。そして、出力信号Ｖ_outには、
第３図に仮想線で示す如く、正極性の半波に波形歪が表
われてしまう。

また、＋Ｖ_CC電源が−△Ｖ_CCまで低下したときは、中点
電圧Ｖ_QがＶ_QBまで低下し、Ｖ_QBを中心にした出力信号
Ｖ_outが得られる。この場合、第３図から明らかなよう
に波形歪は表われない。ところが、電流Ｉ₀に電流Ｉ₁₂
が供給されない場合は、上記Ｖ_QBが−△Ｖ_QBに低下する
ことになる。故に、出力信号Ｖ_outは、第３図に仮想線
で示す如く、負極性の半波に波形歪が表われることにな
る。

上述の実施例によれば、＋Ｖ_CC電源の利用範囲が、第２
図に示す±△Ｖだけ広くなったことを意味する。そし
て、＋Ｖ_CC電源に電源変動があっても、定歪率の最大出
力が得られるようになる。

〔効果〕

(1)、増幅回路の出力段の中点電圧を電源電圧の変動に
対応して1/2に設定し得る。

(2)、上記効果により、電源電圧が変動しても低歪率の
最大出力が得られ、電源電圧の利用範囲が広くなる。

以上本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき
具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定される
ものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可
能であることはいうまでもない。

例えば＋Ｖ_CC電源は商用電源を整流した電源であってよ
く、電池等の電源であってもよい。また、電源電圧の極
性は、正極性，負極性の二極性を有するものでもよい。
更に増幅回路は一入力信号を増幅するものであるが、ス
テレオアンプにも適用することができる。

〔利用分野〕

本発明を適用した増幅回路は、通常のオーディオ増幅回
路として利用できるのみではない。例えば、電源電圧の
利用範囲が広いことから、特に良好な減電圧特性が要求
されるポータブルテープレコーダ等、電池を電源とする
各種電子機器の増幅回路に好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用した増幅回路の一実施例を示す回
路図、第２図は電源電圧と中点電圧との関係を示す電圧特性
図、第３図は中点電圧の変化にともなう出力信号の波形変化
を示す波形図である。Ｉ₁₁，Ｉ₁₂，Ｉ₁₁′，Ｉ₁₂′，Ｉ₀，1/2Ｉ₀……電流、
Ｖ_in……入力信号、Ｖ_out……出力信号、＋Ｖ_CC，Ｖ_CC1
……電源電圧、Ｖ_Q……中点電圧、Ｑ₃，Ｑ₅，Ｑ₁₁，Ｑ
₁₄，Ｑ₁₆，Ｑ₁₈……トランジスタ、Ｃ₁，Ｃ₂……コンデ
ンサ、Ｒ₁₁，Ｒ₁₃，Ｒ₁₅，Ｒ₁₆，Ｒ₁₇……抵抗、ｌ₁，
ｌ₂，ｌ₃……電源ライン、ＩＣ……半導体集積回路、±
△Ｖ_CC……電源電圧変動分、Ｖ_QA，Ｖ_QB……中点電圧Ｖ
_Qの変化電圧。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者堀内謙司群馬県高崎市西横手町111番地株式会社日立製作所高崎工場内 (56)参考文献特開昭56−134810（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−103506（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−103506（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＰＮＰトランジスタにより構成された入力
トランジスタと、この入力トランジスタのエミッタ側に
設けられてバイアス電流を供給する第１の定電流源と、
上記入力トランジスタのエミッタ出力がレベルシフトさ
れてベースに供給されるＮＰＮ型の増幅トランジスタ
と、この増幅トランジスタのコレクタに設けられてバイ
アス電流を供給する第２の定電流源と、電源電圧の変動
に対応して変化する電流を形成する抵抗回路と、上記第
２の定電流源の定電流の２倍にされた定電流源の定電流
と上記抵抗回路により形成された電流とが加算されて供
給されるダイオード形態のＮＰＮ型からなる第１のトラ
ンジスタと、この第１のトランジスタとカレントミラー
形態にされ、かかる第１のトランジスタに流れる電流の
１／２にされた電流を上記増幅トランジスタのエミッタ
側に流すＮＰＮ型からなる第２のトランジスタと、上記
増幅トランジスタのコレクタ出力を受ける駆動トランジ
スタ及びこの駆動トランジスタの出力により駆動される
プッシュプル形態の出力トランジスタからなる出力回路
と、上記出力回路の出力端子と上記増幅トランジスタの
エミッタ側との間に挿入され、上記抵抗回路の抵抗素子
と一定の抵抗比に設定されて電源電圧の１／２の中点電
圧を形成する負帰還抵抗とを備えてなることを特徴とす
る増幅回路。