JPH06168042A

JPH06168042A - 定電流電源回路

Info

Publication number: JPH06168042A
Application number: JP19647993A
Authority: JP
Inventors: Toru Koyashiki; 徹小屋敷; Kazuya Suzuki; 和也鈴木
Original assignee: Origin Electric Co Ltd; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Origin Electric Co Ltd; NTT Inc
Priority date: 1993-08-06
Filing date: 1993-08-06
Publication date: 1994-06-14

Abstract

(57)【要約】【目的】定電流電源回路では、負荷抵抗が大となると出
力電圧を上昇させて出力電流を一定に安定化するような
制御が行なわれるため、出力が開放となった場合に過電
圧が発生する。本発明は、このような不都合を解消する
極めて簡易で高精度な定電流電源回路を提供することを
目的とする。【構成】出力電流検出用素子に発生する電圧を検出し、
第１のトランジスタのベース・エミッタ間順方向しきい
電圧と比較してその差を増幅して出力し、かつ、電圧検
出回路からの検出電圧をツエナーダイオードの降伏電圧
と該第１のトランジスタのベース・エミッタ間順方向し
きい電圧の和と比較しその差を増幅して出力する前記第
１のトランジスタと、この出力を絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バ−タ回路に伝達するフォトカップラとからなることを
特徴とする定電流電源回路。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バ−タを主回路（電源回路）に用いた定電流電源回路に
関するものであり、更に詳しくは、定電流に維持するた
めの制御信号の伝達手段としてフォトカップラを使用
し、かつ、出力電圧が過電圧になることを防止する過電
圧保護機能を備えた定電流電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は従来の定電流電源回路を示す回路
図である。同図において１，１′は入力端子、２は定電
流電源回路の主回路（電源回路）、３は出力電流検出用
素子（例えば、インピーダンス素子や抵抗）、４は負
荷、５は出力電流検出用素子３による検出信号を基準電
圧６と比較しその差を比較増幅器１０によって増幅する
比較増幅回路、７，８は比較増幅回路５の駆動用電源の
取出し端子、９はフォトカップラである。

【０００３】動作は次の如くである。主回路２の出力電
流は、出力電流検出用素子（抵抗）３を介して負荷４へ
供給される。このとき出力電流検出用素子３に生ずる電
圧降下を検出し、比較増幅回路５で該電圧降下を基準電
圧６と比較した後、比較増幅器１０によりその差を増幅
して制御信号として発生させ、該制御信号をフォトカッ
プラ９を介して主回路２に帰還して、出力電流検出用素
子３に生ずる電圧降下を一定に保つような制御を行なう
ことにより、出力電流を定電流化する動作を行なう。

【０００４】図８では、主回路２を一般的な電源回路と
して説明したが、フォトカップラはその入力−出力間の
絶縁を確保した状態での信号伝達を行えることから、制
御回路から主回路への信号伝達にフォトカップラを用い
る方法は、主回路２が入力端子と電源出力間をトランス
で絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータで構成されている場
合に好適である。

【０００５】図９はＤＣ−ＤＣコンバータとしてフライ
バックコンバータ方式の回路を用いて主回路２を構成し
た場合の従来の定電流電源回路の一例を示す回路図であ
る。同図において、フォトカップラ９の制御信号は、フ
ライバックコンバータの駆動回路３４に帰還され、該制
御信号の大きさに応じて、フライバックコンバータの主
スイッチ３５の制御が行われ、出力電流は定電流化され
る。このように主回路２の入力端子１，１′と出力側と
は、主回路２はトランスにより、制御回路はフォトカッ
プラ９によりそれぞれ絶縁されている。

【０００６】また、比較増幅回路５の駆動用電源は、電
流検出用素子３の両端７，８より得ており、常に安定な
直流定電流に比例した電圧を駆動用電源として受けるこ
とができ、したがってこの定電流電源回路は、安定でか
つ簡易な電源回路であったといえる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述のよう
な定電流電源回路においては、負荷抵抗が大となった時
には、出力電圧を上昇させて出力電流を一定電流に安定
化するような制御が行なわれるため、出力が開放（負荷
抵抗が無限大）となった場合には、出力に過電圧が発生
する。これは、装置構成上も、また人体保安上も好まし
くないことであるが、従来の定電流電源回路では、この
ような出力の過電圧を抑制する機能がなく、不都合であ
るという問題があった。

【０００８】そこで本発明は、上述のような不都合を解
消する極めて簡易で高精度な定電流電源回路を提供する
ことを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的達成のため、本
発明では、直流電力を出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
−タ回路と、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の出力
側に直列接続された出力電流検出用素子と、定電流制御
を行うため該出力電流検出用素子の両端に発生する電圧
を検出し、第１のトランジスタのベース・エミッタ間順
方向しきい電圧と比較してその差を増幅し出力する該第
１のトランジスタと、前記第１のトランジスタの出力を
制御信号として前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路に
伝達するフォトカップラと、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バ−タ回路の出力端に並列に接続された電圧検出回路
と、過電圧を防止するため該電圧検出回路から出力され
る検出電圧をツエナーダイオードの降伏電圧と前記第１
のトランジスタのベース・エミッタ間順方向しきい電圧
の和と比較しその差を増幅して得られる制御信号を前記
フォトカップラを介して前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−
タ回路に与える該ツエナーダイオードとにより定電流電
源回路を構成し、前記第１のトランジスタのベースと前
記電圧検出回路との間に前記ツエナーダイオードを接続
し、前記第１のトランジスタのエミッタを前記絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバ−タ回路と前記出力電流検出用素子との
接続点に接続し、前記第１のトランジスタのコレクタを
前記フォトカップラの一端に接続し、前記フォトカップ
ラの他の一端を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路と
前記電圧検出回路との接続点に接続した。

【００１０】

【作用】本発明による定電流電源回路では、前記第１の
トランジスタが定電流領域と過電圧保護領域の両方の領
域で動作し、特に定電流領域で前記ツエナーダイオード
がカットオフして、定電流動作と過電圧保護動作の双方
を安定に行うことができる。

【００１１】

【実施例】次に図を参照して本発明を具体的に説明す
る。図１は本発明の比較例を示す回路図である。図１に
おいて１１は電圧検出回路、１２は第２の比較増幅器、
１３，１４は第２の比較増幅器用駆動電源の取出し端
子、１５は基準電圧である。そのほか、図８におけるの
と同じ要素には同じ符号が付してある。

【００１２】図１において負荷４に電流が供給される
と、出力電流Ｉ_outに比例した電圧が出力電流検出用素
子３の両端に発生する。この電圧を検出し、第１の比較
増幅器１０で基準電圧６と比較した後の差を増幅し、フ
ォトカップラ９を介して該増幅出力を主回路２に定電流
制御信号として伝達し、出力電流を定電流（図２の
Ｉ_o）に保つよう制御する。

【００１３】また、電圧検出回路１１は、出力電圧Ｖ
_outを検出し、その検出信号を第２の比較増幅器１２に
供給する。第２の比較増幅器では、出力電圧が、基準電
圧１５によって決まる一定値を超えないよう制御する過
電圧抑制回路としての動作を行う（図２のＶ_o）。この
ため第１の比較増幅器１０と第２の比較増幅器１２の各
出力をオア（ＯＲ）接続し、フォトカップラ９と直列接
続している。

【００１４】このような回路構成において、負荷４を抵
抗値０Ωから無限大まで変化させた場合の定電流電源回
路の動作を図２を参照して説明する。負荷４の抵抗値を
Ｒ₄とすると、Ｒ₄＝０Ωのとき、出力電流検出用素子
３に流れる電流は非常に大きくなろうとする。このとき
第１の比較増幅器１０の出力電圧が高くなり、フォトカ
ップラ９に大きな電流が流れるよう構成されているた
め、このフォトカップラ９に大きな電流が流れたことを
受けて、主回路２は出力電圧Ｖ_outを低下させて出力電
流検出用素子３に流れる電流値を、予め定めた一定値
（Ｉ_o）に保つよう動作する。

【００１５】したがって、負荷４の抵抗値Ｒ₄の値を０
Ωに比べて大とすると第１の比較増幅器１０の出力電圧
が低下しフォトカップラ９を流れる電流は小さくなり、
このことを受けた主回路２における制御動作により出力
電圧Ｖ_outが上昇して、出力電流Ｉ_outは再び予め定め
た一定値に保たれるよう制御される。このとき、第２の
比較増幅器１２の出力電圧はまだ、第１の比較増幅器１
０の出力電圧よりも低いため、出力電流Ｉ_outには何ら
の影響も与えない。

【００１６】負荷４の抵抗値Ｒ₄の値をさらに大きな値
とするとさらに主回路２の出力電圧Ｖ_outは上昇する
が、出力電流Ｉ_outは一定値に保たれる。しかし、電圧
検出回路１１を介して帰還される出力電圧値が、第２の
比較増幅器１２において基準電圧１５よりも大となる図
２のＴ点に達すると、第２の比較増幅器１２の出力電圧
が上昇し始める。

【００１７】この電圧が第１の比較増幅器１０の出力電
圧より高い場合、図１においては、フォトカップラ９を
流れる電流は第２の比較増幅器１２の出力電圧によって
定まるため、これを受けた主回路２における制御動作に
より出力電圧Ｖ_outの上昇は抑制される。負荷４の抵抗
値Ｒ₄の値をさらに大きくすると、第２の比較増幅器１
２を介して構成される上述の制御系の動作によって出力
電圧Ｖ_outの値はほぼ一定値（Ｖ_o）に保たれるため、
出力電流Ｉ_outが低下する。負荷が開放状態、すなわち
Ｒ₄＝無限大となると、出力電流Ｉ_outは０となるが、
異常な出力電圧は発生せず、ほぼ一定値（Ｖ_o）に保た
れる。

【００１８】このように出力電圧Ｖ_outは第２の比較増
幅器１２における基準電圧１５で定まる値に保たれてお
り、出力電圧Ｖ_outが過大電圧となるようなことはな
く、良好な過電圧保護特性が得られる。以上が比較例に
よる定電流制御および過電圧保護動作の説明である。次
に図１において、第１の比較増幅器１０および第２の比
較増幅器１２の駆動電源について述べる。図１に示すよ
うに第１の比較増幅器１０の駆動電源は出力電流検出用
素子３の両端から、第２の比較増幅器１２の駆動電源
は、定電流電源の出力端からそれぞれ得ている。したが
って、定電流領域では出力電流Ｉ_outが一定のため、第
１の比較増幅器１０が出力電流検出用素子３の両端から
一定電圧の駆動電源を得て定電流制御を行っている。出
力電圧Ｖ_outがＶ_oより低いときは、第２の比較増幅器
１２の駆動電源が不足し、例え動作停止しても問題が生
じないだけでなく、省電力という効果を有している。

【００１９】特に出力電圧Ｖ_outが０となる負荷短絡時
は、第１の比較増幅器１０は出力電流検出用素子３の両
端から駆動電力を得て定電流制御を行い、この状態では
過電圧保護動作をさせる必要はないので、第２の比較増
幅器１２の駆動電源がなくなり、この動作は停止する
が、電力の消費もなく、問題も全く生じない。一方、負
荷開放時は、ある一定値（Ｖ_o）に保たれている出力電
圧Ｖ_outが、第２の比較増幅器１２の駆動電源として使
用され、過電圧保護動作が行われる。この状態では出力
電流Ｉ_outは０であり、出力電流検出用素子３の両端電
圧は０となり、第１の比較増幅器１０に駆動電力は供給
されず、動作は停止するが、この状態は定電流制御を要
求される状態ではないので全く問題はないばかりか、第
１の比較増幅器１０の電力消費が抑えられるという効果
を有している。

【００２０】このように、比較例によれば比較増幅器１
０および比較増幅器１２ともその駆動用電源を得るため
の回路部品の付加は何ら必要なく、また、入力電圧の大
小や負荷側の条件に関係なく安定した駆動用電源が得ら
れ、良好な定電流特性および過電圧保護特性を得ること
ができる。図３は実施例を示す回路図である。図３にお
いて、１６，１７，１８，１９，２０はそれぞれ抵抗、
２１はトランジスタ、２２はツエナーダイオードであ
る。

【００２１】図３においては、出力電流検出用素子３と
して、抵抗１６を用い、比較増幅回路５をトランジスタ
２１とツエナーダイオード２２および抵抗１７，１８で
構成し、定電流制御用基準電圧としてトランジスタ２１
のベース・エミッタ間順方向しきい電圧Ｖ_BEを、過電圧
保護用の基準電圧としてツエナーダイオード２２の降伏
電圧Ｖ_Zとトランジスタ２１の前記しきい電圧Ｖ_BEの和
を用いており、回路動作は次の通りである。

【００２２】まず、定電流制御時の動作について説明す
る。抵抗１６の両端電圧を検出することにより、出力電
流に比例した信号電圧を得、この電圧を抵抗１７と１８
で分割し、抵抗１７の両端の電圧がトランジスタ２１の
前記しきい電圧Ｖ_BEよりも大きい場合には、トランジス
タ２１にコレクタ電流が流れ、抵抗１７の両端の電圧が
さらに大きくなろうとすると、このコレクタ電流もさら
に大きくなる。このように、出力電流に応じて変化する
制御信号がトランジスタ２１のコレクタ電流から作ら
れ、これがフォトカップラ９により主回路２に伝達され
る。

【００２３】このように、負荷４の抵抗値Ｒ₄が小さい
ときは、定電流電源回路の出力電圧は小さいので、過電
圧保護回路を動作させる必要はなく、抵抗１６を流れる
電流を一定にするようトランジスタ２１を動作させれば
よい。次に、負荷４の抵抗値Ｒ₄が大となり、過電圧保
護動作を行なう必要が生じた場合について説明する。

【００２４】過電圧保護の動作電圧は、ツエナーダイオ
ード２２の降伏電圧Ｖ_Zとトランジスタ２１のしきい電
圧Ｖ_BEとの和で決定され、出力電圧を抵抗１９および２
０で分割して得られる電圧値が、これらの和の電圧を超
えないような過電圧保護動作が行なわれる。すなわち、
出力電圧を抵抗１９と２０とで分割し、抵抗１９および
抵抗１６の両端電圧の和が、トランジスタ２１のしきい
電圧Ｖ_BEとツエナーダイオード２２の降伏電圧Ｖ_Zの和
より高い場合には、抵抗２０，ツエナーダイオード２２
および抵抗１７を通して電流が流れ、これがトランジス
タ２１のベースに流れる信号電流となる。

【００２５】この信号電流をトランジスタ２１が増幅
し、フォトカップラ９を介して主回路２に伝達する。負
荷４の抵抗値Ｒ₄が大となる程、フォトカップラ９を流
れる電流値は大となるので、定電流電源回路の出力電圧
は小となるよう制御される。図３の回路構成において
は、Ｒ₄＝無限大で抵抗１６を流れる電流が非常に小さ
いときは、定電流電源回路の出力電圧によって、トラン
ジスタ２１およびフォトカップラ９等の制御回路を駆動
し、逆に、Ｒ₄＝０Ωで出力電圧が小さいときには抵抗
１６の両端電圧によって制御回路を駆動している。ま
た、（０＜Ｒ₄＜無限大）においては、出力電圧と抵抗
１６の両端電圧の和が駆動電源として利用できる。

【００２６】このように、図３はとくに制御回路用の駆
動電源を付加することなく、良好な定電流特性および過
電圧保護特性を得ることができるため、極めて部品数が
少なく低コスト化に適した定電流電源回路であるという
特徴がある。しかし、一方、図３においては、過電圧抑
制のための検出電圧として、抵抗１９および１６の両端
の電圧の和を用いているため、負荷開放時など抵抗１６
の両端電圧が低下した場合には、抑制電圧が変動すると
いう欠点を内包している。

【００２７】図４は、本発明の参考例を示す回路図であ
る。図４は図３におけるツエナーダイオード２２をトラ
ンジスタ２３で置き換え、比較増幅回路５における過電
圧保護動作用の基準電圧としてトランジスタ２３のベー
ス・エミッタ間順方向しきい電圧Ｖ_BEを用いるように構
成したものである。出力電圧が上昇し、抵抗１９の両端
の電圧がトンラジスタ２３のしきい電圧Ｖ _BEより高くな
ると、このことにより発生する信号をトランジスタ２３
により増幅し、フォトカップラ９に伝達する。よって、
図４では、過電圧抑制の基準となる設定電圧は抵抗１
９，２０およびトランジスタ２３のしきい電圧Ｖ_BEによ
って決まるので、設定電圧を出力電流にかかわらず一定
とすることができる。また、図３におけるように抵抗２
０を流れる電流が抵抗１７を流れることもないので、定
電流制御の精度を向上させることができるという効果も
ある。

【００２８】しかし、また一方で、図４ではトランジス
タ２３のしきい電圧Ｖ_BEを基準としているため、トラン
ジスタ２３のベース電流が変動すると、これにつれてし
きい電圧Ｖ_BEも変動し、過電圧保護の動作電圧レベルが
変動するという欠点がある。図５は他の参考例を示す回
路図である。図５において２４はツエナーダイオード、
２５，２６は負荷急変時等にフォトカップラ９に過大電
流が流れるのを防止するための抵抗である。比較増幅回
路５における過電圧保護用基準電圧として、ツエナーダ
イオード２４の降伏電圧Ｖ_Zとトランジスタ２３のベー
ス・エミッタ間順方向しきい電圧Ｖ_BEの和の電圧を用い
る構成を採っている。

【００２９】これにより、トランジスタ２３のしきい電
圧Ｖ_BEはベース電流の変化により変動しようとしても、
ツエナーダイオード２４の降伏電圧に対する電流変動は
小さいため、図４に比べ、さらに出力電圧の過電圧保護
のための基準電圧設定精度を高めることができる。ま
た、トランジスタのしきい電圧Ｖ_BEは温度に対して変動
する傾向を有しているが、トランジスタ２３のしきい電
圧Ｖ_BEの温度特性に対して、ツエナーダイオード２４の
降伏電圧Ｖ_Zの温度特性が逆となるよう素子（トランジ
スタならびにツエナーダイオード）選定を行なうことに
より、温度変化に対する過電圧保護特性をも向上させる
ことができるという効果もある。

【００３０】ところで過電圧保護特性について付言する
と、定電流電源は、一般に電源の設置場所から遠く離れ
た地点の機器へ給電を行なう際に用いられることが多
く、遠隔地で機器の保守を行う場合など、電源から機器
を切り離すことがある。この際、定電流電源の負荷は開
放状態、すなわちＲ₄＝無限大となり、過電圧保護動作
状態となるが、出力電圧が負荷に供給する最大電圧で保
たれていたのでは、人体保安上問題となる場合があり、
このような場合には、負荷開放時、出力電圧を低下させ
るような保護動作を行う必要がある。

【００３１】図６は他の参考例を示す回路図である。図
６において、２７は抵抗である。この参考例において、
負荷電流が定電流で安定している時、抵抗２０を流れる
電流は、抵抗１９と抵抗２７に分流している。ここで、
負荷４のインピーダンスが増大し、負荷電圧が過電圧保
護設定値より高くなって、抵抗２７の電圧が抵抗１６の
電圧とトランジスタ２３のしきい電圧Ｖ_BEの和より高く
なると、トランジスタ２３のコレクタ電流がフォトカッ
プラ９を通して流れ、負荷電流を減少させる“垂下領
域”での動作を始める。

【００３２】このとき、トランジスタ２３のベース・エ
ミッタ間に印加される電圧は、抵抗２７および抵抗１６
の両端電圧をそれぞれＶ₂₇，Ｖ₁₆とすると、（Ｖ₂₇−Ｖ
₁₆）で表わされる。よって、定電流電源回路が垂下領域
で動作し、抵抗１６を流れる電流が減少するとＶ₁₆は小
となり、（Ｖ₂₇−Ｖ₁₆）が大となるため、トランジスタ
２３のコレクタ電流が増加することから、フォトカップ
ラ９の電流をますます増加させて、負荷電圧をさらに低
下させる。

【００３３】このように、負荷４のインピーダンスが増
加し、負荷電圧が過電圧保護設定値より決まるあるレベ
ルを超えて大きくなろうとすると、負荷電流および電圧
がともに減少する“フの字垂下特性”を示すようにな
る。これは負荷開放時、定電流電源回路の出力電圧が負
荷に供給する最大出力電圧より低くてすむということで
あり、保守時等における人体保安の点から、都合のよい
特性である。このように抵抗２７の追加のみで、かかる
好都合な“フの字垂下特性”が得られる。

【００３４】これまでに説明した諸例では、フォトカッ
プラ９を含む制御回路の駆動電源は、抵抗両端間の電圧
降下を利用して得るものとして説明してきたが、抵抗両
端間の電圧は流れる電流によって異なるため、出力電流
が大きい場合には抵抗の電力損失が大となること、およ
び出力電流が小さい場合にはフォトカップラ等への電源
としての電流が不足する等の問題がある。

【００３５】また、定電流制御回路の基準電圧として、
トランジスタのベース・エミッタ間しきい電圧Ｖ_BEを用
いるものとして説明してきたが、しきい電圧Ｖ_BEは温度
依存性があるため、周囲温度が変化する環境で使用する
と、例えば周囲温度が高くなると定電流電源回路の出力
電流が低下するという問題がある。図７は、これらの問
題の解決をはかった他の参考例を示す回路である。図７
において２８，２９，３０，３３はそれぞれ抵抗、３１
はダイオード、３２はショットキーダイオードである。

【００３６】出力電流を流す出力電流検出用素子（イン
ピーダンス素子）３としては、抵抗３０およびダイオー
ド３１を用いている。これは、出力電流が小さい場合に
抵抗３０の両端間電圧が小さくても、ダイオード３１の
順電圧はほとんど変わらないことを利用したもので、抵
抗３０とダイオード３１の直列接続の両端間電圧をフォ
トカップラ９の電源として用いている。また、出力電流
が大きい場合、ダイオードにおける損失は抵抗による損
失に比べて小さくできるので、回路の高効率化という面
でも効果がある。

【００３７】さらにトランジスタ２１Ａのベース・エミ
ッタ間に抵抗３０を介してショットキーダイオード３２
を接続している。これにより定電流制御用の基準電圧は
トランジスタ２１Ａのしきい電圧Ｖ_BEとショットキーダ
イオード３２の順方向しきい電圧Ｖ_Dの差の電圧で与え
られる。トランジスタ２１Ａとショットキーダイオード
３２に、そのしきい電圧Ｖ_BEおよびＶ_Dの各温度特性が
同様な傾向をもつものを使用すれば、Ｖ_BEとＶ_Dとの差
の電圧は温度に対して依存性がなくなり、これによって
定電流出力の温度特性の向上を図れるという効果が生ず
る。

【００３８】抵抗２８および２９は、図５における抵抗
２５および２６と同様、負荷急変等の過渡動作時、フォ
トカップラ９に過電流が流れることを防止するためのも
のであるが、抵抗２８と２９の代わりにディプリーショ
ン形電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて、このＦ
ＥＴの定電流特性を利用して負荷急変時フォトカップラ
９の過電流を防止するという方法もある。

【００３９】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、１
つのトランジスタと１つのツエナーダイオードで２つの
機能を持つ比較増幅器が実現でき、このような極めて簡
易な回路構成をとるだけで定電流機能に加えて過電圧保
護機能を付加できるため、定電流電源で問題となる負荷
開放時の異常電圧発生がなく、保守時等の人体保安上の
問題のない電源を低コストかつ小形に実現できるという
利点がある。

【００４０】また本発明による定電流電源回路では、通
常の使用域である定電流領域でツエナーダイオードがカ
ットオフして、定電流動作と過電圧保護動作の双方を安
定に行うことができ、同時に、定電流領域ではツエナー
ダイオードのカットオフにより省電力を達成していると
いう効果も併せ持っている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の比較例を示す回路図である。

【図２】定電流電源回路の定電流特性および過電圧保護
特性を示す特性図である。

【図３】本発明の実施例を示す回路図である。

【図４】本発明の参考例を示す回路図である。

【図５】本発明の他の参考例を示す回路図である。

【図６】本発明の他の参考例を示す回路図である。

【図７】本発明の他の参考例を示す回路図である。

【図８】従来の定電流電源回路を示す回路図である。

【図９】絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タとしてフライバッ
クコンバータ方式の回路を用いて主回路（電源回路）を
構成した場合の従来の定電流電源回路の一例を示す回路
図である。

【符号の説明】

１，１′ 入力端子２主回路（電源回路）３出力電流検出用素子４負荷５比較増幅回路６，15 基準電圧７，８，13，14 端子９フォトカップラ、 10，12 比較増幅器 11 電圧検出回路 16〜20，25，26，28，29，30，33 抵抗 31 ダイオード 21，21Ａ，23，23Ａトランジスタ 22，24，24Ａツエナーダイオード 32 ショットキーダイオード 34 駆動回路 35 主スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電力を出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ回路と、該絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路の
出力側に直列接続された出力電流検出用素子と、定電流
制御を行うため該出力電流検出用素子の両端に発生する
電圧を検出し、第１のトランジスタのベース・エミッタ
間順方向しきい電圧と比較してその差を増幅し出力する
該第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタの出
力を制御信号として前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回
路に伝達するフォトカップラと、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ回路の出力端に並列に接続された電圧検出回
路と、過電圧を防止するため該電圧検出回路から出力さ
れる検出電圧をツエナーダイオードの降伏電圧と前記第
１のトランジスタのベース・エミッタ間順方向しきい電
圧の和と比較しその差を増幅して得られる制御信号を前
記フォトカップラを介して前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
−タ回路に与える前記ツエナーダイオードとを備え、前記第１のトランジスタのベースと前記電圧検出回路と
の間に前記ツエナーダイオードを接続し、前記第１のト
ランジスタのエミッタを前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−
タ回路と前記出力電流検出用素子との接続点に接続し、
前記第１のトランジスタのコレクタを前記フォトカップ
ラの一端に接続し、前記フォトカップラの他の一端を前
記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ回路と前記電圧検出回路
との接続点に接続したことを特徴とする定電流電源回
路。