JPH06196973A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 論理振幅を決定する定電圧部のトランジスタ
の高速なスイッチング動作を可能とし、発振周波数の上
昇と共に定電圧部の論理振幅を小さくすることにより、
高周波領域における安定動作を保証した電圧制御発振器
を提供することを目的とする。 【構成】 抵抗Ｒ２及びＲ３と、第１及び第２のトラン
ジスタＰ３及びＰ９と、第１及び第２のトランジスタＰ
３及びＰ９のベース−コレクタ電極間に接続されるショ
ットキダイオードＤ１及びＤ２とから成る第１及び第２
の定電圧部１及び２と、第３及び第４のトランジスタＰ
１１及びＰ２０と定電流源ＩＵ３及びＩＵ４とから成る
第１及び第２のエミッタフォロア部３及び４と、第１及
び第２のスイッチングトランジスタＰ４及びＰ１０と、
コンデンサＣ１と、当該電圧制御発振器の発振周波数を
制御する電流Ｉ１を供給する電流源部５とを有して構成
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、モノリシックＩＣのＰ
ＬＬ回路等の発振器として一般的に用いられる電圧制御
発振器に関し、特に、論理振幅を決定する定電圧部のト
ランジスタの高速なスイッチング動作を可能とし、発振
周波数の上昇と共に定電圧部の論理振幅を小さくするこ
とにより、高周波領域における安定動作を保証した、ま
た周波数制御の容易な電圧制御発振器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に、第１の従来例として、一般的な
電圧制御発振器の回路構成図を示す。

【０００３】本従来例は、電源電圧Ｖccを５［Ｖ］以上
とするエミッタ結合形マルチバイブレータによって実現
された回路であり、以下、その動作原理を図６に示す各
部の電圧波形を参照して説明する。

【０００４】先ず電圧制御発振器は、初期状態でトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のどちらか一方がオン状態で、他方が
オフ状態でないと動作しない。ここでは、トランジスタ
Ｑ１がオフ状態、Ｑ２がオン状態であるとする。また、
電流Ｉ1 は電位差Ｒ・Ｉ1 がトランジスタ（ダイオー
ド）Ｑ６をオン（導通）させる程度であるとする。更に
温度一定の条件下では、トランジスタがオン状態の時の
ベース−エミッタ間の電圧降下はコレクタ電流によらず
一定でこれをＶF とする。

【０００５】以上の初期状態では、トランジスタＱ４及
びＱ１のベース電圧はＶB （Ｑ４）＝Ｖcc−ＶF ，ＶB
（Ｑ１）＝Ｖcc−２ＶF であり、また、この時トランジ
スタＱ５はオフ状態であるのでＶB （Ｑ２）＝Ｖccであ
る。ここで、ベース電流ＩB（Ｑ３）は微少であるため
トランジスタＱ５をオンできずに抵抗Ｒを通じて流れる
が、Ｒ・ＩB （Ｑ３）の電圧降下は無視できる。よっ
て、トランジスタＱ２のベース電圧はＶB （Ｑ２）＝Ｖ
cc−ＶF であり、エミッタ電圧はＶE （Ｑ２）＝ＶCC−
２ＶF となる。

【０００６】今、トランジスタＱ１はオフ状態でトラン
ジスタＱ２はオン状態であるので、トランジスタＱ２は
コンデンサＣを充電し続け、またトランジスタＱ１のエ
ミッタはフローティング状態なので、エミッタ電圧ＶE
（Ｑ１）は下がり続ける。

【０００７】やがて、トランジスタＱ１のエミッタ電圧
がＶE （Ｑ１）＝Ｖcc−３ＶF となった瞬間にトランジ
スタＱ１はオフ状態からオン状態になる。この時トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流Ｉc （Ｑ１）が流れてトラン
ジスタＱ５がオン状態になり、トランジスタＱ３及びＱ
２のベース電圧はＶB （Ｑ３）＝Ｖcc−ＶF 、ＶB （Ｑ
２）＝Ｖcc−２ＶF と変わって、トランジスタＱ２及び
Ｑ６がオフ状態になる。

【０００８】このため、トランジスタＱ１のベース電圧
ＶB （Ｑ１）は瞬間的にＶF だけ上昇する。しかしコン
デンサＣの両端の電位は瞬間的には変化できない。再び
電流Ｉ1 が逆方向からコンデンサＣを充電し続け、トラ
ンジスタＱ２のベース電圧ＶB （Ｑ２）＝Ｖcc−３ＶF
になるまでこの状態が続く（図６（３）参照）。

【０００９】このような過程を繰り返し、本従来例の電
圧制御発振器は発振することとなる。以上の動作原理か
ら分かるように、発振周期の半分がコンデンサＣの充電
時間に等しい。従って、周期をＴ、コンデンサＣに蓄積
される電荷量の最大値をＱとすれば、Ｑ＝Ｃ・Ｖ＝Ｃ・
２ＶF であるので、 Ｔ／２＝Ｑ／Ｉ1 から、発振周波数ｆは ｆ＝１／Ｔ＝Ｉ1 ／４ＣＶF （１） となる。

【００１０】次に、図７に第２の従来例の電圧制御発振
器の回路構成図を示す。本従来例は、上述した第１の従
来例の電圧制御発振器を、電源電圧Ｖcc＝３［Ｖ］で使
用できるように変形したものである。

【００１１】第１の従来例では出力の論理振幅をＶF ＝
０．８［Ｖ］（温度２７［℃］下）としていたのに対
し、本従来例では抵抗Ｒ７及びＲ９の電圧降下で出力の
論理振幅を決めており、図７の回路例では０．１５
［Ｖ］であり、式（１）はｆ＝Ｉ1／０．０６Ｃとな
る。また、出力の論理振幅を下げる他の理由は、上述の
式（１）において、トランジスタがオン時のベース−エ
ミッタ間電圧ＶF で表わされる論理振幅を小さくするこ
とにより、同じ電流Ｉ1 を流した時に、より高い周波数
が得られることである。

【００１２】本従来例の各部の時間に対する電位の変化
を図８に示す。同図は良く知られたアナログ電子回路解
析シミュレータＳＰＩＣＥによるシミュレーション結果
である。シミュレーションは図７に示す各回路定数で行
ない、図８には、トランジスタＱ７のエミッタ電圧（ａ
−）、トランジスタＱ１２のエミッタ電圧（ａ＋）、ト
ランジスタＱ７のコレクタ電圧（ｂ−）、トランジスタ
Ｑ１２のコレクタ電圧（ｂ＋）、トランジスタＱ７のベ
ース電圧（ｃ−）、トランジスタＱ１２のベース電圧
（ｃ＋）、トランジスタＱ１７のコレクタ電圧（ｄ
−）、及びトランジスタＱ１９のコレクタ電圧（ｄ＋）
をそれぞれ示している。尚、括弧内の記号は図７におけ
るノードを示す。

【００１３】本従来例の電圧制御発振器における最大の
問題点は、当該回路の出力であるトランジスタＱ７のコ
レクタ電圧（ｂ−）及びトランジスタＱ１１のコレクタ
電圧（ｂ＋）の波形である。この波形の立ち下がり時間
は、抵抗ＲＸ及びＲＸ’を通って電流がＶccから流れき
るまでの時間によって決まり、立ち上がり時間はトラン
ジスタＱ５及びトランジスタ（ダイオード）Ｑ１３のオ
ン状態からオフ状態に移る時間によって決まる。

【００１４】図８に示すように、本来矩形波となるべき
トランジスタＱ７のコレクタ電圧（ｂ−）及びトランジ
スタＱ１１のコレクタ電圧（ｂ＋）の波形は、遅い立ち
上がり及び立ち下がり時間のためになだらかな山の形を
描いている。そのため、トランジスタＱ１７及びＱ１９
からなる差動増幅器が正しい時間にスイッチングせず、
トランジスタＱ７及びＱ１２のオン−オフのタイミング
がずれてしまう。このことがトランジスタＱ７のエミッ
タ電圧（ａ−）及びトランジスタＱ１１のエミッタ電圧
（ａ＋）の波形の歪みの原因となっている。

【００１５】トランジスタＱ７のエミッタ電圧（ａ
−）、トランジスタＱ１２のエミッタ電圧（ａ＋）の波
形の歪みは、特に高い周波数で発振する場合の正常な動
作の妨げとなり、ひいては周波数特性の悪化の原因とな
っている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
電圧制御発振器では、論理振幅を決定する定電圧部のト
ランジスタのコレクタ電極電位の立ち上がり及び立ち下
がり時間が遅く、スイッチングトランジスタのオン−オ
フのタイミングがずれ、出力電圧波形の歪みの原因とな
っており、これは特に高い周波数で発振する場合の正常
な動作の妨げとなり、ひいては周波数特性が悪化すると
いう問題があった。

【００１７】本発明は、上記問題点を解決するもので、
その目的は、論理振幅を決定する定電圧部のトランジス
タの高速なスイッチング動作を可能とし、発振周波数の
上昇と共に定電圧部の論理振幅を小さくすることによ
り、高周波領域における安定動作を保証した電圧制御発
振器を提供することである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明の第１の特徴は、図１（２）に示す如く、ベ
ース電極を電源Ｖccに、コレクタ電極を抵抗Ｒ２または
Ｒ３を介して前記電源Ｖccにそれぞれ接続する第１及び
第２のトランジスタＰ３及びＰ９と、前記第１及び第２
のトランジスタＰ３及びＰ９のベース−コレクタ電極間
に接続されるショットキダイオードＤ１及びＤ２とを含
む第１及び第２の定電圧部１及び２と、ベース電極を前
記第１または第２の定電圧部１及び２内の第１及び第２
のトランジスタＰ３及びＰ９のコレクタ電極に、コレク
タ電極を前記電源Ｖccにそれぞれ接続する第３及び第４
のトランジスタＰ１１及びＰ２０と、前記第３及び第４
のトランジスタＰ１１及びＰ２０のエミッタ電極と接地
ＧＮＤ電位間に接続される定電流源ＩＵ３及びＩＵ４と
を含む第１及び第２のエミッタフォロア部３及び４と、
ベース電極を第２または第１のエミッタフォロア部４及
び３内の第４及び第３のトランジスタＰ２０及びＰ１１
のエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第１または第２
の定電圧部１及び２内の第１及び第２のトランジスタＰ
３及びＰ９のエミッタ電極に、それぞれ接続する第１及
び第２のスイッチングトランジスタＰ４及びＰ１０と、
前記第１及び第２のスイッチングトランジスタＰ４及び
Ｐ１０のエミッタ電極間に接続されるコンデンサＣ１
と、当該電圧制御発振器の発振周波数を制御する電流Ｉ
１を供給する電流源部５とを具備することである。

【００１９】また、本発明の第２の特徴は、図２に示す
如く、ベース電極を電源Ｖccに、コレクタ電極を抵抗Ｒ
２及びＲ３を介して前記電源Ｖccにそれぞれ接続する第
１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９と、前記第１及
び第２のトランジスタＰ３及びＰ９のベース−コレクタ
電極間に接続されるショットキダイオードＤ１及びＤ２
とを含む第１及び第２の定電圧部と、ベース電極を前記
第１または第２の定電圧部内の第１及び第２のトランジ
スタＰ３及びＰ９のコレクタ電極に、コレクタ電極を前
記電源Ｖccにそれぞれ接続する第３及び第４のトランジ
スタＰ１３及びＰ１５と、前記第３及び第４のトランジ
スタＰ１３及びＰ１５のエミッタ電極と接地電位間に接
続される定電流源Ｐ１４及びＲ５並びにＰ１５及びＲ６
とを含む第１及び第２のエミッタフォロア部と、前記第
１及び第２のエミッタフォロア部内の第３及び第４のト
ランジスタＰ１３及びＰ１５のエミッタ電極電位を入力
とする差動増幅器と、ベース電極を前記差動増幅器出力
の一方または他方に、コレクタ電極を前記電源Ｖccにそ
れぞれ接続する第５及び第６のトランジスタＰ１１及び
Ｐ２０と、前記第５及び第６のトランジスタＰ１１及び
Ｐ２０のエミッタ電極と接地電位間に接続される定電流
源Ｐ１２及びＲ４並びにＰ２１及びＲ１０とを含む第３
及び第４のエミッタフォロア部と、ベース電極を第４ま
たは第３のエミッタフォロア部内の第６及び第５のトラ
ンジスタＰ２０及びＰ１１のエミッタ電極に、コレクタ
電極を前記第１または第２の定電圧部内の第１及び第２
のトランジスタＰ３及びＰ９のエミッタ電極に、それぞ
れ接続する第１及び第２のスイッチングトランジスタＰ
４及びＰ１０と、前記第１及び第２のスイッチングトラ
ンジスタＰ４及びＰ１０のエミッタ電極間に接続される
コンデンサＣ１と、当該電圧制御発振器の発振周波数を
制御する電流を供給する電流源部とを具備することであ
る。

【００２０】更に、本発明の第３の特徴は、請求項１ま
たは２に記載の電圧制御発振器において、図１（２）ま
たは図２に示す如く、前記電流源部５は、前記第１及び
第２の定電圧部１及び２に所定のオフセット電流を流す
カレントミラー回路を備えることである。

【００２１】

【作用】本発明の第１の特徴の電圧制御発振器では、図
１（２）に示す如く、第１及び第２のスイッチングトラ
ンジスタＰ４及びＰ１０のオン／オフ時の論理振幅を作
る第１及び第２の定電圧部１及び２を、ショットキダイ
オードＤ１及びＤ２をベース−コレクタ電極間に接続し
た第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９による構成
としたことにより、応答時間の短い、即ち高速なスイッ
チング動作が可能となる。

【００２２】また、本発明の第２の特徴の電圧制御発振
器では、図２に示す如く、第１の特徴の電圧制御発振器
と同様に、第１及び第２のスイッチングトランジスタＰ
４及びＰ１０のオン／オフ時の論理振幅を作る第１及び
第２の定電圧部を、ショットキダイオードＤ１及びＤ２
をベース−コレクタ電極間に接続した第１及び第２のト
ランジスタＰ３及びＰ９による構成としたことにより、
応答時間の短い、即ち高速なスイッチング動作が可能と
し、第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９のコレク
タ電極における論理振幅を、電流Ｉ１が大きくなればな
るほど、即ち、発振周波数ｆが大きくなればなるほど、
小さくなるようにしている。

【００２３】また、差動増幅器（を構成するトランジス
タＰ１７及びＰ１９のベース電極）への入力を、第１及
び第２の定電圧部内の第１及び第２のトランジスタＰ３
及びＰ９のコレクタ電極から、第１及び第２のエミッタ
フォロア部（第３及び第４のトランジスタＰ１３及びＰ
１５）を介して取ることにより、トランジスタＰ１７及
びＰ１９のコレクタ−エミッタ電極間電圧をある程度確
保して、高周波領域におけるカットオフ特性の悪化を防
いでいる。

【００２４】更に、本発明の第３の特徴の電圧制御発振
器では、図１（２）または図２に示す如く、電流源部５
にカレントミラー回路を備え、第１及び第２の定電圧部
１及び２の第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９に
対して、第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９がオ
フ状態の時にもカレントミラー回路を通して微量のオフ
セット電流（図２の回路では、Ｉ１／１０）を流すこと
により、第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９を完
全なオフ状態とせず、オン−オフの切り換わりに要する
時間を短くすることにより、高速なスイッチング動作を
可能としている。

【００２５】更にこれにより、第１及び第２の定電圧部
１及び２の第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９の
オフ状態時のコレクタ電位が、それぞれＶcc−Ｒ２・Ｉ
１／１０及びＶcc−Ｒ３・Ｉ１／１０となり、電流Ｉ１
が大きくなればなるほど（発振周波数ｆが大きくなれば
なるほど）、抵抗Ｒ２及びＲ３のオフセット電流による
降下分だけ下がり、論理振幅を小さくすることができ
る。

【００２６】

【実施例】以下、本発明に係る実施例を図面に基づいて
説明する。

【００２７】図１に本発明の第１の実施例に係る電圧制
御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator ）
の回路構成図を示す。

【００２８】本実施例の電圧制御発振器は、図１（１）
に示すように、大まかに、入力電圧Ｖi を電流Ｉ１に変
換する電圧−電流変換回路１０と、電流Ｉ１を変化に応
じて発振周波数ｆを変化させるＶＣＯ本体２０とから構
成されている。即ち、入力電圧Ｖi によって発振周波数
ｆが制御される。

【００２９】ＶＣＯ本体２０の回路構成を図１（２）に
示す。

【００３０】ＶＣＯ本体２０の回路は、大まかに、定電
圧部１及び２、エミッタフォロア部３及び４、スイッチ
ングトランジスタペアＰ４及びＰ１０、コンデンサＣ
１、並びに電流源部５から構成されている。

【００３１】定電圧部１及び２は、ベース電極を電源Ｖ
cc（５［Ｖ］）に、コレクタ電極を抵抗Ｒ２またはＲ３
を介して電源Ｖccにそれぞれ接続する第１及び第２のト
ランジスタＰ３及びＰ９と、第１及び第２のトランジス
タＰ３及びＰ９のベース−コレクタ電極間に接続される
ショットキダイオードＤ１及びＤ２とから成る。定電圧
部１は、第１のスイッチングトランジスタＰ４がオン状
態の時ＶF 、オフ状態の時０［Ｖ］の電圧振幅を生成
し、定電圧部２は、第２のスイッチングトランジスタＰ
１０がオン状態の時ＶF 、オフ状態の時０［Ｖ］の電圧
振幅を生成する。

【００３２】エミッタフォロア部３及び４は、定電圧部
１及び２で生成された電圧をＶF （トランジスタがオン
状態の時のベース−エミッタ間電圧〜０．８［Ｖ］）だ
け落としてスイッチングトランジスタペアＰ４及びＰ１
０のベース電極に伝えるもので、ベース電極を定電圧部
１及び２内の第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９
のコレクタ電極に、コレクタ電極を電源Ｖccにそれぞれ
接続する第５及び第６のトランジスタＰ１１及びＰ２０
と、第５及び第６のトランジスタＰ１１及びＰ２０のエ
ミッタ電極と接地ＧＮＤ電位間に接続される定電流源Ｉ
Ｕ３及びＩＵ４とから成る。

【００３３】また、第１及び第２のスイッチングトラン
ジスタＰ４及びＰ１０は、ベース電極をエミッタフォロ
ア部４及び３内の第６及び第５のトランジスタＰ２０及
びＰ１１のエミッタ電極に、コレクタ電極を定電圧部１
及び２内の第１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９の
エミッタ電極に、それぞれ接続されている。また、コン
デンサＣ１は第１及び第２のスイッチングトランジスタ
Ｐ４及びＰ１０のエミッタ電極間に接続されている。

【００３４】更に電流源部５は、発振周波数ｆを制御す
る電流Ｉ１を供給する部分で、トランジスタＰ１、Ｐ
２、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、及びＰ８から成る。尚、トラン
ジスタＰ５及びＰ６、並びにトランジスタＰ７及びＰ８
はそれぞれカレントミラー回路を構成している。

【００３５】本実施例の第１の従来例との相異点は、次
の２点である。

【００３６】(1) 定電圧部として、ダイオードの代わり
にショットキダイオードをベース−コレクタ電極間に接
続したトランジスタを使用したこと。

【００３７】(2) 定電圧部のトランジスタに対して、カ
レントミラー回路を通してオフセット電流を流したこ
と。

【００３８】相違点(1) による効果としては、定電圧部
１及び２として、ショットキダイオードＤ１及びＤ２を
ベース−コレクタ電極間に接続したトランジスタＰ３及
びＰ９を使用することにより、応答時間の短い、即ち高
速なスイッチング動作が可能となる。

【００３９】また相違点(2) による効果としては、定電
圧部１及び２のトランジスタＰ３及びＰ９に対して、第
１及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９がオフ状態の時
にもカレントミラー回路を通して微量のオフセット電流
を流すことにより、第１及び第２のトランジスタＰ３及
びＰ９を完全なオフ状態とせず、オン−オフの切り換わ
りに要する時間を短くすることにより、高速なスイッチ
ング動作を可能としている。

【００４０】次に、図２に本発明の第２の実施例に係る
電圧制御発振器の回路構成図を示す。同図において、第
１の実施例と重複する回路要素については同一の記号を
付している。

【００４１】本実施例の電圧制御発振器も第１の実施例
と同様に、図１（１）に示すような、入力電圧Ｖi を電
流Ｉ１に変換する電圧−電流変換回路１０と、電流Ｉ１
を変化に応じて発振周波数ｆを変化させるＶＣＯ本体２
０とから構成されている。

【００４２】第２の実施例のＶＣＯ本体２０の回路構成
を図２に示す。

【００４３】ＶＣＯ本体２０の回路は、大まかに、第１
及び第２の定電圧部、第１、第２、第３、及び第４のエ
ミッタフォロア部、差動増幅器、スイッチングトランジ
スタペアＰ４及びＰ１０、コンデンサＣ１、並びに電流
源部から構成されている。

【００４４】第１及び第２の定電圧部は、ベース電極を
電源Ｖccに、コレクタ電極を抵抗Ｒ２またはＲ３を介し
て電源Ｖccにそれぞれ接続する第１及び第２のトランジ
スタＰ３及びＰ９と、第１及び第２のトランジスタＰ３
及びＰ９のベース−コレクタ電極間に接続されるショッ
トキダイオードＤ１及びＤ２とから成る。

【００４５】第１及び第２のエミッタフォロア部は、ベ
ース電極を第１または第２の定電圧部内の第１及び第２
のトランジスタＰ３及びＰ９のコレクタ電極に、コレク
タ電極を電源Ｖccにそれぞれ接続する第３及び第４のト
ランジスタＰ１３及びＰ１５と、第３及び第４のトラン
ジスタＰ１３及びＰ１５のエミッタ電極と接地電位間に
接続される定電流源から成る。各定電流源は、それぞれ
トランジスタＰ１４及び抵抗Ｒ５、並びにトランジスタ
Ｐ１５及び抵抗Ｒ６とから成っている。

【００４６】差動増幅器は、第１及び第２のエミッタフ
ォロア部内の第３及び第４のトランジスタＰ１３及びＰ
１５のエミッタ電極電位を入力とし、出力を第３及び第
４のエミッタフォロア部内の第５及び第６のトランジス
タＰ１１及びＰ２０のベース電極に供給するもので、ト
ランジスタＰ１７及びＰ１９、抵抗Ｒ７及びＲ９、並び
に定電流源としてのトランジスタＰ１８及び抵抗Ｒ８か
ら成る。

【００４７】第３及び第４のエミッタフォロア部は、ベ
ース電極を差動増幅器出力の一方または他方に、コレク
タ電極を電源Ｖcc（３［Ｖ］）にそれぞれ接続する第５
及び第６のトランジスタＰ１１及びＰ２０と、第５及び
第６のトランジスタＰ１１及びＰ２０のエミッタ電極と
接地電位間に接続される定電流源から成る。各定電流源
は、それぞれトランジスタＰ１２及び抵抗Ｒ４、並びに
トランジスタＰ２１及び抵抗Ｒ１０とから成っている。

【００４８】また、スイッチングトランジスタペアＰ４
及びＰ１０は、ベース電極を第４または第３のエミッタ
フォロア部内の第５及び第６のトランジスタＰ１１及び
Ｐ２０のエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第１また
は第２の定電圧部内の第１及び第２のトランジスタＰ３
及びＰ９のエミッタ電極に、それぞれ接続されている。
また、コンデンサＣ１はスイッチングトランジスタペア
Ｐ４及びＰ１０のエミッタ電極間に接続されている。

【００４９】更に電流源部は、発振周波数ｆを制御する
電流Ｉ１を供給する部分で、トランジスタＰ１、Ｐ２、
Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、及びＰ８から成る。尚、トランジス
タＰ５及びＰ６、並びにトランジスタＰ７及びＰ８はそ
れぞれカレントミラー回路を構成している。

【００５０】尚、図２の回路構成は、良く知られたアナ
ログ電子回路解析シミュレータＳＰＩＣＥでシミュレー
ションを行なうための回路構成であり、電圧−電流変換
回路１０から供給される電流Ｉ１の代わりに定電流源Ｉ
Ｕ１を、またシミュレーションのために定電流源ＩＵ２
及び周辺回路、並びにコンデンサＣ２を、それぞれ付加
した構成となっている。

【００５１】本実施例の各部電位の時間に対する変化を
図３に示す。同図は上述のシミュレーション結果であ
る。シミュレーションは図２に示す各回路定数で行な
い、図３には、第１のスイッチングトランジスタＰ４の
エミッタ電圧（Ａ−）、第２のスイッチングトランジス
タＰ１０のエミッタ電圧（Ａ＋）、第１のトランジスタ
Ｐ３のコレクタ電圧（Ｂ−）、第２のトランジスタＰ９
のコレクタ電圧（Ｂ＋）、第１のスイッチングトランジ
スタＰ４のベース電圧（Ｃ−）、第２のスイッチングト
ランジスタＰ１０のベース電圧（Ｃ＋）、トランジスタ
Ｐ１９のコレクタ電圧（Ｄ−）、及びトランジスタＰ１
７のコレクタ電圧（Ｄ＋）をそれぞれ示している。尚、
括弧内の記号は図２におけるノードを示す。

【００５２】以下、図３を参照しながら本実施例の特徴
的な動作を説明する。

【００５３】本実施例の第２の従来例との相異点は、次
の３点である。

【００５４】(1) 定電圧部として、ダイオードの代わり
にショットキダイオードをベース−コレクタ電極間に接
続したトランジスタを使用したこと。

【００５５】(2) 定電圧部のトランジスタに対して、カ
レントミラー回路を通してオフセット電流を流したこ
と。

【００５６】(3) 差動増幅器への入力を、第１及び第２
のエミッタフォロア部を介して定電圧部内のトランジス
タのコレクタ電極から取ったこと。

【００５７】相違点(1) による効果としては、定電圧部
として、ショットキダイオードＤ１及びＤ２をベース−
コレクタ電極間に接続した第１及び第２のトランジスタ
Ｐ３及びＰ９を使用することにより、応答時間の短い、
即ち高速なスイッチング動作が可能となる。

【００５８】このことは、図８（第２の従来例のシミュ
レーション結果）におけるノードｂ＋及びｂ−と、図３
におけるノードＢ＋及びＢ−の電圧波形の立ち上がりを
比較すれば明かである。また両図から、定電圧部の第１
及び第２のトランジスタＰ３及びＰ９がオン状態時のノ
ードＢ＋及びＢ−の電位の降下が緩和されているのが分
かる。しかも、電流が増えるほど両者の差は大きくな
る。これは、本実施例のノードＢ＋及びＢ−における論
理振幅が、第２の従来例のノードｂ＋及びｂ−における
論理振幅に比べて、電流Ｉ１が大きくなればなるほど、
即ち、発振周波数ｆが大きくなればなるほど、小さくな
るということを示している。

【００５９】また相違点(2) による効果としては、定電
圧部のトランジスタＰ３及びＰ９に対して、第１及び第
２のトランジスタＰ３及びＰ９がオフ状態の時にもカレ
ントミラー回路を通して微量のオフセット電流（図２の
回路では、Ｉ１／１０）を流すことにより、第１及び第
２のトランジスタＰ３及びＰ９を完全なオフ状態とせ
ず、オン−オフの切り換わりに要する時間を短くするこ
とにより、高速なスイッチング動作を可能としている。
更にこれにより、定電圧部の第１及び第２のトランジス
タＰ３及びＰ９のオフ状態時のコレクタ電位（ノードＢ
＋及びＢ−の電位）が、それぞれＶcc−Ｒ２・Ｉ１／１
０及びＶcc−Ｒ３・Ｉ１／１０となる。つまり、トラン
ジスタＰ３及びＰ９のオフ状態時のコレクタ電位（ノー
ドＢ＋及びＢ−の電位）は、電流Ｉ１が大きくなればな
るほど抵抗Ｒ２及びＲ３のオフセット電流による降下分
だけ下がり、論理振幅が小さくなる。

【００６０】更に相違点(3) による効果としては、差動
増幅器を構成するトランジスタＰ１７及びＰ１９のベー
ス電極への入力を、定電圧部内の第１及び第２のトラン
ジスタＰ３及びＰ９のコレクタ電極から、第１及び第２
のエミッタフォロア部（トランジスタＰ１１及びＰ１
３）を介して取ることにより、トランジスタＰ１７及び
Ｐ１９のコレクタ−エミッタ電極間電圧をある程度確保
して、高周波領域におけるカットオフ特性の悪化を防い
でいる。

【００６１】図４は、本実施例の発振周波数特性、並び
に第１及び第２の定電圧部のトランジスタのコレクタ電
極の論理振幅の特性を説明する図である。

【００６２】先ず発振周波数ｆの周波数特性について
は、第２の従来例に比べてより理論値に近い特性が得ら
れており、また定電圧部の第１及び第２のトランジスタ
Ｐ３及びＰ９のコレクタ電位（ノードＢ＋及びＢ−の電
位）の論理振幅Δｖについては、発振周波数が高くなれ
ばなるほど小さくなる特性を示しており、駆動電流Ｉ１
に応じた論理振幅の制御が可能となると共に、高周波領
域での高速なスイッチングを実現できる。

【００６３】

【発明の効果】以上のように本発明の第１の特徴の電圧
制御発振器によれば、第１及び第２のスイッチングトラ
ンジスタのオン／オフ時の論理振幅を作る第１及び第２
の定電圧部を、ショットキクランプダイオードをベース
−コレクタ電極間に接続した第１及び第２のトランジス
タによる構成としたので、応答時間の短い、即ち高速ス
イッチング動作の可能な電圧制御発振器を提供すること
ができる。

【００６４】また、本発明の第２の特徴の電圧制御発振
器によれば、第１の特徴の電圧制御発振器と同様に、応
答時間の短い、即ち高速なスイッチング動作が可能であ
ると共に、トランジスタのコレクタ電極における論理振
幅を、電流が大きくなればなるほど、即ち、発振周波数
が大きくなればなるほど小さくなるようにして高周波領
域でのスイッチング速度を高速にし、更に、差動増幅器
への入力を、第１及び第２の定電圧部内のトランジスタ
のコレクタ電極から、第１及び第２のエミッタフォロア
部を介して取ることとしたので、差動増幅器を構成する
トランジスタのコレクタ−エミッタ電極間電圧をある程
度確保して、高周波領域におけるカットオフ特性の悪化
を防ぎうる電圧制御発振器を提供することができる。

【００６５】更に、本発明の第３の特徴の電圧制御発振
器によれば、電流源部にカレントミラー回路を備え、第
１及び第２の定電圧部の第１及び第２のトランジスタに
対して、トランジスタがオフ状態の時にもカレントミラ
ー回路を通して微量のオフセット電流を流すこととした
ので、トランジスタを完全なオフ状態とせず、オン−オ
フの切り換わりに要する時間を短くして高速なスイッチ
ング動作を可能とすると共に、電流が大きくなればなる
ほど（発振周波数が大きくなればなるほど）、第１及び
第２の定電圧部の第１及び第２のトランジスタのコレク
タ電極電位を抵抗のオフセット電流による降下分だけ下
げて論理振幅を小さくし、駆動電流に応じた論理振幅の
制御が可能であると共に、高周波領域においても高速な
スイッチングが可能な電圧制御発振器を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係る電圧制御発振器の
回路構成図であり、図１（１）は概略構成図、図１
（２）はＶＣＯ本体の回路構成図である。

【図２】本発明の第２の実施例に係る電圧制御発振器の
ＶＣＯ本体の回路構成図である。

【図３】第２の実施例の各部における時間に対する電位
変化を説明する図である。

【図４】第２の実施例の発振周波数特性、並びに第１及
び第２の定電圧部のトランジスタのコレクタ電極の論理
振幅の特性を説明する図である。

【図５】第１の従来例の電圧制御発振器の回路構成図で
ある。

【図６】第１の従来例の各部の電圧波形図である。

【図７】第２の従来例の電圧制御発振器の回路構成図で
ある。

【図８】第２の従来例の各部における時間に対する電位
変化を説明する図である。

【符号の説明】

１ 第１の定電圧部 ２ 第２の定電圧部 ３ 第１のエミッタフォロア部 ４ 第２のエミッタフォロア部 ５ 電流源部 １０ 電圧−電流変換回路 ２０ ＶＣＯ本体 Ｒ１〜Ｒ１２，ＲＸ，ＲＸ’ 抵抗 Ｑ１〜Ｑ２３ トランジスタ Ｐ１〜Ｐ２３ トランジスタ Ｐ４ 第１のスイッチングトランジスタ Ｐ１０ 第２のスイッチングトランジスタ Ｄ１，Ｄ２ ショットキークランプダイオード ＩＵ１〜ＩＵ４ 定電流源 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｖcc 電源 ＧＮＤ 接地 Ｉ１ 発振周波数を制御する電流（駆動電流） ｆ 発振周波数 Ａ＋，Ａ−，Ｂ＋，Ｂ−，Ｃ＋，Ｃ−，Ｄ＋，Ｄ− ノ
ード ａ＋，ａ−，ｂ＋，ｂ−，ｃ＋，ｃ−，ｄ＋，ｄ− ノ
ード Ｖi 入力電圧 Ｖo 発振出力

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベース電極を電源に、コレクタ電極を抵
   抗を介して前記電源にそれぞれ接続する第１のトランジ
   スタと、前記第１のトランジスタのベース−コレクタ電
   極間に接続される第１のショットキダイオードとを含む
   第１の定電圧部と、 ベース電極を前記電源に、コレクタ電極を抵抗を介して
   前記電源にそれぞれ接続する第２のトランジスタと、前
   記第２のトランジスタのベース−コレクタ電極間に接続
   される第２のショットキダイオードとを含む第２の定電
   圧部と、 ベース電極を前記第１の定電圧部内の第１のトランジス
   タのコレクタ電極に、コレクタ電極を前記電源にそれぞ
   れ接続する第３のトランジスタと、前記第３のトランジ
   スタのエミッタ電極と接地電位間に接続される第１の定
   電流源とを含む第１のエミッタフォロア部と、 ベース電極を前記第２の定電圧部内の第２のトランジス
   タのコレクタ電極に、コレクタ電極を前記電源にそれぞ
   れ接続する第４のトランジスタと、前記第４のトランジ
   スタのエミッタ電極と接地電位間に接続される第２の定
   電流源とを含む第２のエミッタフォロア部と、 ベース電極を第２のエミッタフォロア部内の第４のトラ
   ンジスタのエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第１の
   定電圧部内の第１のトランジスタのエミッタ電極に、そ
   れぞれ接続する第１のスイッチングトランジスタと、 ベース電極を第１のエミッタフォロア部内の第３のトラ
   ンジスタのエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第２の
   定電圧部内の第２のトランジスタのエミッタ電極に、そ
   れぞれ接続する第２のスイッチングトランジスタと、 前記第１及び第２のスイッチングトランジスタのエミッ
   タ電極間に接続されるコンデンサと、 当該電圧制御発振器の発振周波数を制御する電流を供給
   する電流源部とを有することを特徴とする電圧制御発振
   器。
2. 【請求項２】 ベース電極を電源に、コレクタ電極を抵
   抗を介して前記電源にそれぞれ接続する第１のトランジ
   スタと、前記第１のトランジスタのベース−コレクタ電
   極間に接続される第１のショットキダイオードとを含む
   第１の定電圧部と、 ベース電極を前記電源に、コレクタ電極を抵抗を介して
   前記電源にそれぞれ接続する第２のトランジスタと、前
   記第２のトランジスタのベース−コレクタ電極間に接続
   される第２のショットキダイオードとを含む第２の定電
   圧部と、 ベース電極を前記第１の定電圧部内の第１のトランジス
   タのコレクタ電極に、コレクタ電極を前記電源にそれぞ
   れ接続する第３のトランジスタと、前記第３のトランジ
   スタのエミッタ電極と接地電位間に接続される第１の定
   電流源とを含む第１のエミッタフォロア部と、 ベース電極を前記第２の定電圧部内の第２のトランジス
   タのコレクタ電極に、コレクタ電極を前記電源にそれぞ
   れ接続する第４のトランジスタと、前記第４のトランジ
   スタのエミッタ電極と接地電位間に接続される第２の定
   電流源とを含む第２のエミッタフォロア部と、 前記第１のエミッタフォロア部内の第３のトランジスタ
   のエミッタ電極電位と、前記第２のエミッタフォロア部
   内の第４のトランジスタのエミッタ電極電位とを入力と
   する差動増幅器と、 ベース電極を前記差動増幅器出力の一方または他方に、
   コレクタ電極を前記電源にそれぞれ接続する第５のトラ
   ンジスタと、前記第５のトランジスタのエミッタ電極と
   接地電位間に接続される第３の定電流源とを含む第３の
   エミッタフォロア部と、 ベース電極を前記差動増幅器出力の一方または他方に、
   コレクタ電極を前記電源にそれぞれ接続する第６のトラ
   ンジスタと、前記第６のトランジスタのエミッタ電極と
   接地電位間に接続される第４の定電流源とを含む第４の
   エミッタフォロア部と、 ベース電極を第４のエミッタフォロア部内の第６のトラ
   ンジスタのエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第１の
   定電圧部内の第１のトランジスタのエミッタ電極に、そ
   れぞれ接続する第１のスイッチングトランジスタと、 ベース電極を第３のエミッタフォロア部内の第５のトラ
   ンジスタのエミッタ電極に、コレクタ電極を前記第２の
   定電圧部内の第２のトランジスタのエミッタ電極に、そ
   れぞれ接続する第２のスイッチングトランジスタと、 前記第１及び第２のスイッチングトランジスタのエミッ
   タ電極間に接続されるコンデンサと、 当該電圧制御発振器の発振周波数を制御する電流を供給
   する電流源部とを有することを特徴とする電圧制御発振
   器。
3. 【請求項３】 前記電流源部は、前記第１及び第２の定
   電圧部に所定のオフセット電流を流すカレントミラー回
   路を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の
   電圧制御発振器。