JPH06225517A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH06225517A JPH06225517A JP5027476A JP2747693A JPH06225517A JP H06225517 A JPH06225517 A JP H06225517A JP 5027476 A JP5027476 A JP 5027476A JP 2747693 A JP2747693 A JP 2747693A JP H06225517 A JPH06225517 A JP H06225517A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータにおい
て、高調波対策のために装置形状及びコストが大幅に増
大しないＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 アクティブフィルタのスイッチングトランジ
スタの制御入力端子にフリップフロップ回路の出力端子
を接続する。フリップフロップ回路のセット入力端子は
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と接続してＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路から同期パルス信号を受け取り、フリップフロ
ップ回路のリセット入力端子は比較器の出力端子に接続
して比較器からのオフタイミングの信号を受け取る。比
較器はレベル電圧と三角波発生回路からの出力電圧を比
較することによりオフタイミングを計る。 【効果】 アクティブフィルタに乗算回路及び発振回路
を必要としないので、低ノイズで、小型、低コストのＡ
Ｃ−ＤＣコンバータが実現できる。
て、高調波対策のために装置形状及びコストが大幅に増
大しないＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 アクティブフィルタのスイッチングトランジ
スタの制御入力端子にフリップフロップ回路の出力端子
を接続する。フリップフロップ回路のセット入力端子は
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と接続してＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路から同期パルス信号を受け取り、フリップフロ
ップ回路のリセット入力端子は比較器の出力端子に接続
して比較器からのオフタイミングの信号を受け取る。比
較器はレベル電圧と三角波発生回路からの出力電圧を比
較することによりオフタイミングを計る。 【効果】 アクティブフィルタに乗算回路及び発振回路
を必要としないので、低ノイズで、小型、低コストのＡ
Ｃ−ＤＣコンバータが実現できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、力率を改善し、商用電
源ラインの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたＡＣ−
ＤＣコンバータに関する。
源ラインの電圧歪みと高調波の発生を少なくしたＡＣ−
ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】コンデンサ入力型の整流平滑回路は、そ
の簡易な構造から様々な電子機器のＡＣ−ＤＣコンバー
タの交流入力整流用として用いられてきた。しかし今日
に至っては、コンデンサ入力型の整流平滑回路を内蔵し
た電子機器によって商用電源ラインに発生する高調波
が、他の電子機器の動作を狂わすといった問題が発生し
ている。そのため、高調波発生の少ない力率改善型のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの要求が高くなり、様々な力率改善
の方法を導入したＡＣ−ＤＣコンバータが発表されてい
る。
の簡易な構造から様々な電子機器のＡＣ−ＤＣコンバー
タの交流入力整流用として用いられてきた。しかし今日
に至っては、コンデンサ入力型の整流平滑回路を内蔵し
た電子機器によって商用電源ラインに発生する高調波
が、他の電子機器の動作を狂わすといった問題が発生し
ている。そのため、高調波発生の少ない力率改善型のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの要求が高くなり、様々な力率改善
の方法を導入したＡＣ−ＤＣコンバータが発表されてい
る。
【０００３】図７に示す回路は従来の力率改善型ＡＣ−
ＤＣコンバータの一例である。図７に示したＡＣ−ＤＣ
コンバータは、整流器１の交流入力端がコンバータの入
力端子２０ａ、２０ｂを介して商用電源ラインに接続さ
れ、整流器１の出力端がアクティブフィルタ３の入力端
と接続され、アクティブフィルタ３の出力端がＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路２の入力端と接続された構成をしてい
る。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の詳細な回路構
成及び、その出力端に接続される負荷については図示を
省略した。以下、他の図に対しても同様とする。
ＤＣコンバータの一例である。図７に示したＡＣ−ＤＣ
コンバータは、整流器１の交流入力端がコンバータの入
力端子２０ａ、２０ｂを介して商用電源ラインに接続さ
れ、整流器１の出力端がアクティブフィルタ３の入力端
と接続され、アクティブフィルタ３の出力端がＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路２の入力端と接続された構成をしてい
る。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の詳細な回路構
成及び、その出力端に接続される負荷については図示を
省略した。以下、他の図に対しても同様とする。
【０００４】図７に示すＡＣ−ＤＣコンバータのアクテ
ィブフィルタ３の回路構成は以下のようになっている。
整流器１の高電位側出力端とＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の高電位側入力端の間にチョークコイルＬ１、ダイオ
ードＤ１の直列回路を接続する。この時ダイオードＤ１
は、チョークコイルＬ１からＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の方向を順方向とする。整流器１の低電位側出力端を
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の低電位側入力端及びアー
スと接続する。
ィブフィルタ３の回路構成は以下のようになっている。
整流器１の高電位側出力端とＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の高電位側入力端の間にチョークコイルＬ１、ダイオ
ードＤ１の直列回路を接続する。この時ダイオードＤ１
は、チョークコイルＬ１からＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の方向を順方向とする。整流器１の低電位側出力端を
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の低電位側入力端及びアー
スと接続する。
【０００５】ダイオードＤ１のアノードと整流器１の低
電位側出力端間に、スイッチングトランジスタＱ１の主
電流路と抵抗Ｒ４との直列回路を接続する。ダイオード
Ｄ１のカソードと整流器１の低電位側出力端間にコンデ
ンサＣ１を接続し、出力コンデンサＣ１に対して、分圧
用の抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の直列回路を並列に接続する。
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に電圧エラーアンプ５の
（−）側入力端子を接続する。電圧エラーアンプ５の
（＋）側入力端子を基準電圧源６と接続し、出力端子を
乗算回路１３の一方の入力端子と接続する。
電位側出力端間に、スイッチングトランジスタＱ１の主
電流路と抵抗Ｒ４との直列回路を接続する。ダイオード
Ｄ１のカソードと整流器１の低電位側出力端間にコンデ
ンサＣ１を接続し、出力コンデンサＣ１に対して、分圧
用の抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の直列回路を並列に接続する。
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に電圧エラーアンプ５の
（−）側入力端子を接続する。電圧エラーアンプ５の
（＋）側入力端子を基準電圧源６と接続し、出力端子を
乗算回路１３の一方の入力端子と接続する。
【０００６】乗算回路１３のもう一方の入力端子を整流
器１の高電位側出力端子と接続し、出力端子を比較器１
２の（−）側入力端子と接続する。比較器１２の（＋）
側入力端子はスイッチングトランジスタＱ１と抵抗Ｒ４
の接続点に接続し、出力端子はフリップフロップ回路１
０のリセット（Ｒ）入力端子と接続する。フリップフロ
ップ回路１０のセット（Ｓ）入力端子を発振回路７の出
力端子と接続し、出力（Ｑ）端子をスイッチングトラン
ジスタＱ１のゲートと接続する。
器１の高電位側出力端子と接続し、出力端子を比較器１
２の（−）側入力端子と接続する。比較器１２の（＋）
側入力端子はスイッチングトランジスタＱ１と抵抗Ｒ４
の接続点に接続し、出力端子はフリップフロップ回路１
０のリセット（Ｒ）入力端子と接続する。フリップフロ
ップ回路１０のセット（Ｓ）入力端子を発振回路７の出
力端子と接続し、出力（Ｑ）端子をスイッチングトラン
ジスタＱ１のゲートと接続する。
【０００７】このような回路構成とした場合の動作は以
下のようになる。発振回路７から出力されるスイッチン
グパルスが立ち上がり、フリップフロップ回路１０のセ
ット（Ｓ）入力端子に電圧が入力されると、フリップフ
ロップ回路１０の出力（Ｑ）端子に電圧が立ち上がり、
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンする。スイ
ッチングトランジスタＱ１がオン状態となることでチョ
ークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、抵抗
Ｒ４に電流が流れる。この電流はチョークコイルＬ１の
インダクタンスに逆比例し、その電流値は電圧印加時間
に比例して徐々に大きくなる。
下のようになる。発振回路７から出力されるスイッチン
グパルスが立ち上がり、フリップフロップ回路１０のセ
ット（Ｓ）入力端子に電圧が入力されると、フリップフ
ロップ回路１０の出力（Ｑ）端子に電圧が立ち上がり、
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンする。スイ
ッチングトランジスタＱ１がオン状態となることでチョ
ークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、抵抗
Ｒ４に電流が流れる。この電流はチョークコイルＬ１の
インダクタンスに逆比例し、その電流値は電圧印加時間
に比例して徐々に大きくなる。
【０００８】この電流の大きさを抵抗Ｒ４によって電圧
値として検出し、比較器１２の一方の入力端子に入力す
る。この検出された電圧値が乗算回路１３からの制御信
号の電圧値以上になると、比較器１２の出力端子に電圧
が立ち上がる。乗算回路１３の制御信号は、整流器１か
ら出力される電圧値と、電圧エラーアンプ５の出力によ
り決定される。なお、この電圧エラーアンプ５の出力
は、抵抗Ｒ１、Ｒ２による出力コンデンサＣ１の両端の
電圧の分圧値と基準電圧６の電圧値の差に比例した電圧
である。この比較器１２から立ち上がった電圧がフリッ
プフロップ回路１０のリセット（Ｒ）入力端子に入力さ
れると、出力（Ｑ）端子から出力されていた電圧が立ち
下がり、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフす
る。
値として検出し、比較器１２の一方の入力端子に入力す
る。この検出された電圧値が乗算回路１３からの制御信
号の電圧値以上になると、比較器１２の出力端子に電圧
が立ち上がる。乗算回路１３の制御信号は、整流器１か
ら出力される電圧値と、電圧エラーアンプ５の出力によ
り決定される。なお、この電圧エラーアンプ５の出力
は、抵抗Ｒ１、Ｒ２による出力コンデンサＣ１の両端の
電圧の分圧値と基準電圧６の電圧値の差に比例した電圧
である。この比較器１２から立ち上がった電圧がフリッ
プフロップ回路１０のリセット（Ｒ）入力端子に入力さ
れると、出力（Ｑ）端子から出力されていた電圧が立ち
下がり、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフす
る。
【０００９】以上に説明したような従来のＡＣ−ＤＣコ
ンバータは、高い力率を容易に実現できるものである
が、その構成要素として乗算回路を必要とするため、回
路が複雑になり、装置形状が大型化してしまう。また、
アクティブフィルタ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の双方
に回路を駆動するための発振回路が設けられているた
め、回路の構成要素が多くなり、装置形状が大型化して
しまう。さらに発振回路が複数存在することにより、そ
の発振パルスによるＥＭＩが増大してしまうといった問
題点があった。
ンバータは、高い力率を容易に実現できるものである
が、その構成要素として乗算回路を必要とするため、回
路が複雑になり、装置形状が大型化してしまう。また、
アクティブフィルタ、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の双方
に回路を駆動するための発振回路が設けられているた
め、回路の構成要素が多くなり、装置形状が大型化して
しまう。さらに発振回路が複数存在することにより、そ
の発振パルスによるＥＭＩが増大してしまうといった問
題点があった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、高調
波発生の少ない力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータにお
いて、この高調波対策のために、形状・コストが大幅に
上昇しないＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにあ
る。
波発生の少ない力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータにお
いて、この高調波対策のために、形状・コストが大幅に
上昇しないＡＣ−ＤＣコンバータを提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は商用電源ライン
からの交流入力を整流する整流器、回路の力率を向上さ
せるアクティブフィルタ、負荷に安定した直流出力を供
給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路より構成されるＡＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記アクティブフィルタが、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を駆動するスイッチングパル
スに同期した同期パルス信号をトリガとしてスイッチン
グトランジスタをオン状態とし、出力コンデンサの端子
間電圧と基準電圧との電圧差を検出し、該電圧差によっ
てレベル電圧の電圧値を変化させ、該同期パルス信号の
入力によって三角波発生回路から出力される電圧を該レ
ベル電圧と比較することにより、あるいは、三角波発生
回路から出力される三角波電圧波形の傾斜を変化させ、
該三角波発生回路から出力される電圧をレベル電圧と比
較することにより、スイッチングトランジスタのオフタ
イミングを計ることを特徴とする。
からの交流入力を整流する整流器、回路の力率を向上さ
せるアクティブフィルタ、負荷に安定した直流出力を供
給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路より構成されるＡＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記アクティブフィルタが、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を駆動するスイッチングパル
スに同期した同期パルス信号をトリガとしてスイッチン
グトランジスタをオン状態とし、出力コンデンサの端子
間電圧と基準電圧との電圧差を検出し、該電圧差によっ
てレベル電圧の電圧値を変化させ、該同期パルス信号の
入力によって三角波発生回路から出力される電圧を該レ
ベル電圧と比較することにより、あるいは、三角波発生
回路から出力される三角波電圧波形の傾斜を変化させ、
該三角波発生回路から出力される電圧をレベル電圧と比
較することにより、スイッチングトランジスタのオフタ
イミングを計ることを特徴とする。
【００１２】
【実施例】図１には本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す。なお、図７と同一部分については、同じ
番号を付与してある。図１において、整流器１の交流入
力端は、ＡＣ−ＤＣコンバータ入力端子２０ａ、２０ｂ
を介して交流電源ラインと接続される。整流器１の直流
出力端はアクティブフィルタ３の入力端と接続され、さ
らに低電位側出力端はアースと接続される。アクティブ
フィルタ３の出力端はＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入
力端と接続される。
実施例を示す。なお、図７と同一部分については、同じ
番号を付与してある。図１において、整流器１の交流入
力端は、ＡＣ−ＤＣコンバータ入力端子２０ａ、２０ｂ
を介して交流電源ラインと接続される。整流器１の直流
出力端はアクティブフィルタ３の入力端と接続され、さ
らに低電位側出力端はアースと接続される。アクティブ
フィルタ３の出力端はＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の入
力端と接続される。
【００１３】アクティブフィルタ３の回路構成は以下の
ようになっている。整流器１の高電位側出力端子とＤＣ
−ＤＣコンバータ回路２の高電位側入力端子間に、チョ
ークコイルＬ１とダイオードＤ１の直列回路を接続す
る。この時ダイオードＤ１は、チョークコイルＬ１から
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の方向を順方向とする。ダ
イオードＤ１のアノードとアース間にスイッチングトラ
ンジスタＱ１の主電流路を接続する。ダイオードＤ１の
カソードとアース間に出力コンデンサＣ１を接続する。
出力コンデンサＣ１と並列に分圧用の抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ
２の直列回路を接続する。
ようになっている。整流器１の高電位側出力端子とＤＣ
−ＤＣコンバータ回路２の高電位側入力端子間に、チョ
ークコイルＬ１とダイオードＤ１の直列回路を接続す
る。この時ダイオードＤ１は、チョークコイルＬ１から
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２の方向を順方向とする。ダ
イオードＤ１のアノードとアース間にスイッチングトラ
ンジスタＱ１の主電流路を接続する。ダイオードＤ１の
カソードとアース間に出力コンデンサＣ１を接続する。
出力コンデンサＣ１と並列に分圧用の抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ
２の直列回路を接続する。
【００１４】スイッチングトランジスタＱ１のゲートを
フリップフロップ回路１０の出力端子と接続する。フリ
ップフロップ回路１０のセット入力端子はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路２と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信号が入
力される。フリップフロップ回路１０のリセット入力端
子を比較器９の出力端と接続し、反転出力端子をトラン
ジスタＱ２のベースと接続する。
フリップフロップ回路１０の出力端子と接続する。フリ
ップフロップ回路１０のセット入力端子はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路２と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信号が入
力される。フリップフロップ回路１０のリセット入力端
子を比較器９の出力端と接続し、反転出力端子をトラン
ジスタＱ２のベースと接続する。
【００１５】トランジスタＱ２のエミッタをアースと接
続し、コレクタを三角波発生回路４ａの抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ２の接続点と接続する。三角波発生回路４ａ
は、低電位側電極をアースと接続した定電圧源８の電極
間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路を接続した
構成を有する。比較器９の（＋）側入力端子はトランジ
スタＱ２のコレクタと接続し、（−）側入力端子は電圧
エラーアンプ５の出力端子と接続する。電圧エラーアン
プ５の（＋）側入力端子は基準電圧源６と接続し、
（−）側入力端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に接続
する。
続し、コレクタを三角波発生回路４ａの抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ２の接続点と接続する。三角波発生回路４ａ
は、低電位側電極をアースと接続した定電圧源８の電極
間に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路を接続した
構成を有する。比較器９の（＋）側入力端子はトランジ
スタＱ２のコレクタと接続し、（−）側入力端子は電圧
エラーアンプ５の出力端子と接続する。電圧エラーアン
プ５の（＋）側入力端子は基準電圧源６と接続し、
（−）側入力端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に接続
する。
【００１６】以上のような回路構成とした場合の動作
を、図２に示す回路各点における電圧波形を参照しなが
ら説明する。ある時間ｔ1 においてＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信
号により、フリップフロップ回路１０のセット入力端子
に入力される電圧ＶT1が立ち上がる。フリップフロップ
回路１０は、セット入力端子に電圧ＶT1が入力された時
点で出力端子の出力電圧ＶQ1を立ち上げ、反転出力端子
の出力電圧ＶQ2を立ち下げる。電圧ＶQ1が立ち上がるこ
とで、スイッチングトランジスタＱ１がターンオンし、
同時に電圧ＶQ2が立ち下がることで、トランジスタＱ２
がターンオフする。
を、図２に示す回路各点における電圧波形を参照しなが
ら説明する。ある時間ｔ1 においてＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信
号により、フリップフロップ回路１０のセット入力端子
に入力される電圧ＶT1が立ち上がる。フリップフロップ
回路１０は、セット入力端子に電圧ＶT1が入力された時
点で出力端子の出力電圧ＶQ1を立ち上げ、反転出力端子
の出力電圧ＶQ2を立ち下げる。電圧ＶQ1が立ち上がるこ
とで、スイッチングトランジスタＱ１がターンオンし、
同時に電圧ＶQ2が立ち下がることで、トランジスタＱ２
がターンオフする。
【００１７】トランジスタＱ２のターンオフにより、三
角波発生回路４ａのコンデンサＣ２が定電圧源８により
充電され、電圧ＶO1の電圧値が徐々に上昇する。この電
圧Ｖ01は比較器９の（＋）側入力端子に入力され、
（−）側入力端子に入力される電圧エラーアンプ５の出
力電圧ＶL1と比較される。電圧エラーアンプ５の出力電
圧ＶL1は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧された出力コンデ
ンサＣ１の充電電圧と基準電圧源６の基準電圧の差分を
示すレベル電圧である。
角波発生回路４ａのコンデンサＣ２が定電圧源８により
充電され、電圧ＶO1の電圧値が徐々に上昇する。この電
圧Ｖ01は比較器９の（＋）側入力端子に入力され、
（−）側入力端子に入力される電圧エラーアンプ５の出
力電圧ＶL1と比較される。電圧エラーアンプ５の出力電
圧ＶL1は、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧された出力コンデ
ンサＣ１の充電電圧と基準電圧源６の基準電圧の差分を
示すレベル電圧である。
【００１８】ある時間ｔ2 において、電圧ＶO1の電圧値
がレベル電圧ＶL1の電圧値よりも大きくなると、比較器
９から出力される電圧ＶR1が立ち上がり、フリップフロ
ップ回路１０のリセット入力端子に入力される。フリッ
プフロップ回路１０は、リセット入力端子に電圧ＶR1が
入力されると出力端子の出力電圧ＶQ1を立ち下げ、反転
出力端子の出力電圧ＶQ2を立ち上げる。電圧ＶQ1が立ち
下がることでスイッチングトランジスタＱ１がターンオ
フし、電圧ＶQ2が立ち上がることでトランジスタＱ２が
ターンオンする。トランジスタＱ２のターンオンにより
三角波発生回路４ａの抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の接続
点がアースされ、電圧Ｖ01は立ち下がり、コンデンサＣ
２は放電を行う。
がレベル電圧ＶL1の電圧値よりも大きくなると、比較器
９から出力される電圧ＶR1が立ち上がり、フリップフロ
ップ回路１０のリセット入力端子に入力される。フリッ
プフロップ回路１０は、リセット入力端子に電圧ＶR1が
入力されると出力端子の出力電圧ＶQ1を立ち下げ、反転
出力端子の出力電圧ＶQ2を立ち上げる。電圧ＶQ1が立ち
下がることでスイッチングトランジスタＱ１がターンオ
フし、電圧ＶQ2が立ち上がることでトランジスタＱ２が
ターンオンする。トランジスタＱ２のターンオンにより
三角波発生回路４ａの抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の接続
点がアースされ、電圧Ｖ01は立ち下がり、コンデンサＣ
２は放電を行う。
【００１９】電圧ＶO1が立ち下がることによりレベル電
圧ＶL1の方が大きくなり、比較器９の出力電圧ＶR1は立
ち下がる。つまり、この電圧ＶO1とレベル電圧ＶL1の比
較動作によりスイッチングトランジスタＱ１をターンオ
フさせる電圧ＶR1を発生させ、スイッチングトランジス
タＱ１のオフタイミングを計ることになる。図３には、
夫々の電圧ＶO1、ＶL1、ＶR1の電圧波形について示して
あり、図３を参照しながら、図１に示す回路におけるス
イッチング素子のオン期間制御について説明をする。
圧ＶL1の方が大きくなり、比較器９の出力電圧ＶR1は立
ち下がる。つまり、この電圧ＶO1とレベル電圧ＶL1の比
較動作によりスイッチングトランジスタＱ１をターンオ
フさせる電圧ＶR1を発生させ、スイッチングトランジス
タＱ１のオフタイミングを計ることになる。図３には、
夫々の電圧ＶO1、ＶL1、ＶR1の電圧波形について示して
あり、図３を参照しながら、図１に示す回路におけるス
イッチング素子のオン期間制御について説明をする。
【００２０】いま、出力コンデンサＣ１が、ある電圧で
充電されており、ＡＣ−ＤＣコンバータが安定した動作
を継続していたとすると、レベル電圧ＶL1は図３のａに
示した状態で安定し、スイッチングトランジスタＱ１の
オン期間はΔｔa となる。ここで、出力コンデンサＣ１
の充電電圧が低くなると、基準電圧源６の基準電圧との
差が大きくなり、電圧エラーアンプ５から出力されるレ
ベル電圧ＶL1は高くなる。レベル電圧ＶL1が高くなると
図３におけるｂの場合のごとく、電圧ＶO1がレベル電圧
ＶL1を越えるのに時間が掛り、スイッチングトランジス
タＱ１のオン期間はΔｔb と長くなる。
充電されており、ＡＣ−ＤＣコンバータが安定した動作
を継続していたとすると、レベル電圧ＶL1は図３のａに
示した状態で安定し、スイッチングトランジスタＱ１の
オン期間はΔｔa となる。ここで、出力コンデンサＣ１
の充電電圧が低くなると、基準電圧源６の基準電圧との
差が大きくなり、電圧エラーアンプ５から出力されるレ
ベル電圧ＶL1は高くなる。レベル電圧ＶL1が高くなると
図３におけるｂの場合のごとく、電圧ＶO1がレベル電圧
ＶL1を越えるのに時間が掛り、スイッチングトランジス
タＱ１のオン期間はΔｔb と長くなる。
【００２１】逆に、出力コンデンサＣ１の充電電圧が高
くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が小さくな
り、レベル電圧ＶL1は低くなる。レベル電圧ＶL1が低い
と図３におけるｃの場合のごとく、電圧Ｖ01はレベル電
圧ＶL1をすぐに越えることができ、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオン期間はΔｔC と短くなる。以上のよう
な動作を繰り返し、コンデンサＣ１の充電電圧を一定に
するようにアクティブフィルタ３が駆動される。この
時、チョークコイルＬ１のインダクタンスとコンデンサ
Ｃ１の電圧を調整し、電流が必ず零からスタートする設
計とすれば、チョークコイルＬ１を通過する電流の平均
値は整流器１から出力される整流正弦波電圧に比例する
ことになる。
くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が小さくな
り、レベル電圧ＶL1は低くなる。レベル電圧ＶL1が低い
と図３におけるｃの場合のごとく、電圧Ｖ01はレベル電
圧ＶL1をすぐに越えることができ、スイッチングトラン
ジスタＱ１のオン期間はΔｔC と短くなる。以上のよう
な動作を繰り返し、コンデンサＣ１の充電電圧を一定に
するようにアクティブフィルタ３が駆動される。この
時、チョークコイルＬ１のインダクタンスとコンデンサ
Ｃ１の電圧を調整し、電流が必ず零からスタートする設
計とすれば、チョークコイルＬ１を通過する電流の平均
値は整流器１から出力される整流正弦波電圧に比例する
ことになる。
【００２２】図４には、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータ
の別の実施例を示す。なお、図１、図７と同一部分につ
いては同じ符号を付与してある。図４において、整流器
１、アクティブフィルタ３、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の接続構成、及びアクティブフィルタ３のチョークコ
イルＬ１、ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタ
Ｑ１、出力コンデンサＣ１、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２の
回路構成は、図１と同一である。アクティブフィルタ３
の回路構成は以下のようになっている。
の別の実施例を示す。なお、図１、図７と同一部分につ
いては同じ符号を付与してある。図４において、整流器
１、アクティブフィルタ３、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２の接続構成、及びアクティブフィルタ３のチョークコ
イルＬ１、ダイオードＤ１、スイッチングトランジスタ
Ｑ１、出力コンデンサＣ１、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２の
回路構成は、図１と同一である。アクティブフィルタ３
の回路構成は以下のようになっている。
【００２３】スイッチングトランジスタＱ１のゲートを
フリップフロップ回路１０の出力端子と接続する。フリ
ップフロップ回路１０のセット入力端子はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路２と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信号が入
力される。フリップフロップ回路１０のリセット入力端
子を比較器９の出力端子と接続し、反転出力端子をトラ
ンジスタＱ２のベースと接続する。比較器９の（＋）側
入力端子はトランジスタＱ２のコレクタと接続し、
（−）側入力端子は基準電圧源１１と接続する。
フリップフロップ回路１０の出力端子と接続する。フリ
ップフロップ回路１０のセット入力端子はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路２と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２のスイッチングパルスに同期した同期パルス信号が入
力される。フリップフロップ回路１０のリセット入力端
子を比較器９の出力端子と接続し、反転出力端子をトラ
ンジスタＱ２のベースと接続する。比較器９の（＋）側
入力端子はトランジスタＱ２のコレクタと接続し、
（−）側入力端子は基準電圧源１１と接続する。
【００２４】トランジスタＱ２のエミッタをアースと接
続し、コレクタを三角波発生回路４ｂの抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ２の接続点と接続する。三角波発生回路４ｂ
は、低電位側電極をアースと接続した定電圧源８の電極
間に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、さ
らに抵抗Ｒ３に対して、抵抗Ｒ６とＰＮＰ型のトランジ
スタＱ３のエミッタ、コレクタ端子を直列に接続した回
路を並列に接続した構成を有する。トランジスタＱ３の
ベースと電圧エラーアンプ５の出力端子を接続する。電
圧エラーアンプ５の（−）側入力端子を分圧用の抵抗Ｒ
１と抵抗Ｒ２の接続点に接続し、（＋）側入力端子を基
準電圧源６と接続する。
続し、コレクタを三角波発生回路４ｂの抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ２の接続点と接続する。三角波発生回路４ｂ
は、低電位側電極をアースと接続した定電圧源８の電極
間に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、さ
らに抵抗Ｒ３に対して、抵抗Ｒ６とＰＮＰ型のトランジ
スタＱ３のエミッタ、コレクタ端子を直列に接続した回
路を並列に接続した構成を有する。トランジスタＱ３の
ベースと電圧エラーアンプ５の出力端子を接続する。電
圧エラーアンプ５の（−）側入力端子を分圧用の抵抗Ｒ
１と抵抗Ｒ２の接続点に接続し、（＋）側入力端子を基
準電圧源６と接続する。
【００２５】以上のような回路構成とした場合の動作
を、図５に示す回路各点における電圧波形を参照しなが
ら説明する。ある時間ｔ1 において、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２のスイッチングパルスに同期した同期パルス
により、フリップフロップ回路１０のセット入力端子に
入力される電圧ＶT2が立ち上がる。フリップフロップ回
路１０はセット入力端子に電圧ＶT2が入力された時点で
出力端子の出力電圧ＶQ3を立ち上げ、反転出力端子の出
力電圧ＶQ4を立ち下げる。電圧ＶQ3が立ち上がることで
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンし、逆に電
圧ＶQ4が立ち下がることでトランジスタＱ２がターンオ
フする。
を、図５に示す回路各点における電圧波形を参照しなが
ら説明する。ある時間ｔ1 において、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路２のスイッチングパルスに同期した同期パルス
により、フリップフロップ回路１０のセット入力端子に
入力される電圧ＶT2が立ち上がる。フリップフロップ回
路１０はセット入力端子に電圧ＶT2が入力された時点で
出力端子の出力電圧ＶQ3を立ち上げ、反転出力端子の出
力電圧ＶQ4を立ち下げる。電圧ＶQ3が立ち上がることで
スイッチングトランジスタＱ１がターンオンし、逆に電
圧ＶQ4が立ち下がることでトランジスタＱ２がターンオ
フする。
【００２６】トランジスタＱ２のターンオフにより、三
角波発生回路４ｂのコンデンサＣ２が定電圧源８により
充電され、電圧ＶO2の電圧値が徐々に上昇する。ここ
で、出力コンデンサＣ１の充電電圧の分圧値と基準電圧
源６の基準電圧値の差分を示すレベル電圧を、電圧エラ
ーアンプ５からトランジスタＱ３のベースに入力するこ
とで電圧ＶO2の電圧の上昇速度を制御することができ
る。電圧ＶO2は比較器９の（＋）側入力端子に入力さ
れ、（−）側入力端子に入力される基準電圧源１１のレ
ベル電圧ＶL2と比較される。
角波発生回路４ｂのコンデンサＣ２が定電圧源８により
充電され、電圧ＶO2の電圧値が徐々に上昇する。ここ
で、出力コンデンサＣ１の充電電圧の分圧値と基準電圧
源６の基準電圧値の差分を示すレベル電圧を、電圧エラ
ーアンプ５からトランジスタＱ３のベースに入力するこ
とで電圧ＶO2の電圧の上昇速度を制御することができ
る。電圧ＶO2は比較器９の（＋）側入力端子に入力さ
れ、（−）側入力端子に入力される基準電圧源１１のレ
ベル電圧ＶL2と比較される。
【００２７】ある時間ｔ2 において電圧ＶO2の電圧値が
電圧ＶL2の電圧値よりも大きくなると、比較器９から出
力される電圧ＶR2が立ち上がり、フリップフロップ回路
１０のリセット入力端子に入力される。フリップフロッ
プ回路１０は、リセット入力端子に電圧ＶR2が入力され
ると、出力端子の出力電圧ＶQ3を立ち下げ、反転出力端
子の出力電圧ＶQ4を立ち上げる。
電圧ＶL2の電圧値よりも大きくなると、比較器９から出
力される電圧ＶR2が立ち上がり、フリップフロップ回路
１０のリセット入力端子に入力される。フリップフロッ
プ回路１０は、リセット入力端子に電圧ＶR2が入力され
ると、出力端子の出力電圧ＶQ3を立ち下げ、反転出力端
子の出力電圧ＶQ4を立ち上げる。
【００２８】電圧ＶQ3が立ち下がることでスイッチング
トランジスタＱ１がターンオフし、電圧ＶQ4が立ち上が
ることでトランジスタＱ２がターンオンする。トランジ
スタＱ２のターンオンにより、三角波発生回路４ｂの抵
抗Ｒ３とコンデンサＣ２の接続点がアースされて電圧Ｖ
O2は立ち下がり、コンデンサＣ２は放電を行う。電圧Ｖ
O2が立ち下がることにより、電圧ＶL2の方が大きくなる
ので、比較器９から出力される電圧ＶR2は立ち下がる。
この電圧ＶO2とレベル電圧ＶL2の比較動作によりスイッ
チングトランジスタＱ１をターンオフする電圧ＶR2を発
生させ、スイッチングトランジスタＱ１のオフタイミン
グを計ることになる。
トランジスタＱ１がターンオフし、電圧ＶQ4が立ち上が
ることでトランジスタＱ２がターンオンする。トランジ
スタＱ２のターンオンにより、三角波発生回路４ｂの抵
抗Ｒ３とコンデンサＣ２の接続点がアースされて電圧Ｖ
O2は立ち下がり、コンデンサＣ２は放電を行う。電圧Ｖ
O2が立ち下がることにより、電圧ＶL2の方が大きくなる
ので、比較器９から出力される電圧ＶR2は立ち下がる。
この電圧ＶO2とレベル電圧ＶL2の比較動作によりスイッ
チングトランジスタＱ１をターンオフする電圧ＶR2を発
生させ、スイッチングトランジスタＱ１のオフタイミン
グを計ることになる。
【００２９】図１に示す回路と図３に示す回路は、その
電圧波形が三角波状になる電圧ＶOとレベル電圧ＶL を
比較することでスイッチングトランジスタＱ１のオフタ
イミングを計る点では同じものである。しかし、図１に
示す回路では、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間制御を、出力コンデンサＣ１の充電電圧によってレベ
ル電圧ＶL の電圧値を変化させることで行うのに対し、
図３の回路では、出力コンデンサＣ１の充電電圧によっ
て三角波状の電圧ＶO の電圧の傾斜を変化させることで
行うものである。図６には、夫々の電圧ＶO2、ＶL2、Ｖ
R2の電圧波形について示してあり、図６を参照しなが
ら、図３に示す回路におけるスイッチング素子のオン期
間制御について説明をする。
電圧波形が三角波状になる電圧ＶOとレベル電圧ＶL を
比較することでスイッチングトランジスタＱ１のオフタ
イミングを計る点では同じものである。しかし、図１に
示す回路では、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間制御を、出力コンデンサＣ１の充電電圧によってレベ
ル電圧ＶL の電圧値を変化させることで行うのに対し、
図３の回路では、出力コンデンサＣ１の充電電圧によっ
て三角波状の電圧ＶO の電圧の傾斜を変化させることで
行うものである。図６には、夫々の電圧ＶO2、ＶL2、Ｖ
R2の電圧波形について示してあり、図６を参照しなが
ら、図３に示す回路におけるスイッチング素子のオン期
間制御について説明をする。
【００３０】いま、出力コンデンサＣ１が、ある電圧で
充電されており、ＡＣ−ＤＣコンバータが安定した動作
を継続していたとすると、電圧ＶO2は図６のａに示した
状態で安定し、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間はΔｔa となる。ここで、出力コンデンサＣ１の充電
電圧が低くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が大
きくなり、電圧エラーアンプ５からトランジスタＱ３の
ベースに入力される電圧は高くなる。そのため、抵抗Ｒ
３、Ｒ６、トランジスタＱ３の合成抵抗値が高く、コン
デンサＣ２の充電速度が遅くなり、電圧ＶO2の電圧波形
は図６におけるｂのように電圧の傾斜が鈍く、電圧ＶO2
が電圧ＶL2を越えるのに時間が掛り、スイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン時間はΔｔb と長くなる。
充電されており、ＡＣ−ＤＣコンバータが安定した動作
を継続していたとすると、電圧ＶO2は図６のａに示した
状態で安定し、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間はΔｔa となる。ここで、出力コンデンサＣ１の充電
電圧が低くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が大
きくなり、電圧エラーアンプ５からトランジスタＱ３の
ベースに入力される電圧は高くなる。そのため、抵抗Ｒ
３、Ｒ６、トランジスタＱ３の合成抵抗値が高く、コン
デンサＣ２の充電速度が遅くなり、電圧ＶO2の電圧波形
は図６におけるｂのように電圧の傾斜が鈍く、電圧ＶO2
が電圧ＶL2を越えるのに時間が掛り、スイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン時間はΔｔb と長くなる。
【００３１】逆に、出力コンデンサＣ１の充電電圧が高
くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が小さくな
り、電圧エラーアンプ５からトランジスタＱ３のベース
に入力される電圧は低くなる。そのため、抵抗Ｒ３、Ｒ
６、トランジスタＱ３の合成抵抗値が低く、コンデンサ
Ｃ２の充電速度が速くなり、電圧ＶO2の電圧波形は図６
におけるｃのように電圧の傾斜が急峻になり、電圧ＶO2
が電圧ＶL2をすぐに越えることができ、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間はΔｔc と短くなる。以上の
ような動作を繰り返すことで、コンデンサＣ１の充電電
圧を一定とするようアクティブフィルタ３が駆動される
ことになる。
くなると、基準電圧源６の基準電圧との差が小さくな
り、電圧エラーアンプ５からトランジスタＱ３のベース
に入力される電圧は低くなる。そのため、抵抗Ｒ３、Ｒ
６、トランジスタＱ３の合成抵抗値が低く、コンデンサ
Ｃ２の充電速度が速くなり、電圧ＶO2の電圧波形は図６
におけるｃのように電圧の傾斜が急峻になり、電圧ＶO2
が電圧ＶL2をすぐに越えることができ、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間はΔｔc と短くなる。以上の
ような動作を繰り返すことで、コンデンサＣ１の充電電
圧を一定とするようアクティブフィルタ３が駆動される
ことになる。
【００３２】
【発明の効果】本発明は、前述したように、アクティブ
フィルタのスイッチングトランジスタがＤＣ−ＤＣコン
バータ回路を駆動するスイッチングパルスに同期した同
期パルス信号をトリガとしてターンオンし、三角波発生
回路から出力される電圧とレベル電圧を比較することに
よりスイッチングトランジスタのオフタイミングを計る
ことを特徴としている。このことにより、アクティブフ
ィルタに乗算回路及び発振回路を必要としないので、回
路構成が簡単になり、小型で低コストのＡＣ−ＤＣコン
バータが実現できる。また、発振回路はＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に設けてあるだけでアクティブフィルタには
存在しない。そのため、発振回路からの出力パルスによ
るＥＭＩ等のノイズを減少させることができる。
フィルタのスイッチングトランジスタがＤＣ−ＤＣコン
バータ回路を駆動するスイッチングパルスに同期した同
期パルス信号をトリガとしてターンオンし、三角波発生
回路から出力される電圧とレベル電圧を比較することに
よりスイッチングトランジスタのオフタイミングを計る
ことを特徴としている。このことにより、アクティブフ
ィルタに乗算回路及び発振回路を必要としないので、回
路構成が簡単になり、小型で低コストのＡＣ−ＤＣコン
バータが実現できる。また、発振回路はＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に設けてあるだけでアクティブフィルタには
存在しない。そのため、発振回路からの出力パルスによ
るＥＭＩ等のノイズを減少させることができる。
【図１】 本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施例を
示す回路図。
示す回路図。
【図２】 図１に示す回路の各点における電圧の波形
図。
図。
【図３】 図１に示す回路のスイッチングトランジスタ
のオン期間制御の説明図。
のオン期間制御の説明図。
【図４】 本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの他の実施例
を示す回路図。
を示す回路図。
【図５】 図４に示す回路の各点における電圧の波形
図。
図。
【図６】 図４に示す回路のスイッチングトランジスタ
のオン期間制御の説明図。
のオン期間制御の説明図。
【図７】 従来の力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータを
示す回路図。
示す回路図。
１ 整流器 ２ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ３ アクティブフィルタ ４ａ、４ｂ 三角波発生回路 ５ 電圧エラーアンプ ６ 基準電圧回路 ８ 定電圧回路 ９ 比較器 １０ フリップフロップ回路 １１ 基準電圧回路 ２０ａ、２０ｂ コンバータ入力端子
Claims (2)
- 【請求項１】 商用電源ラインからの交流入力を整流す
る整流器、回路の力率を向上させるアクティブフィル
タ、負荷に安定した直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコン
バータ回路より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記アクティブフィルタが、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路を駆動するスイッチングパルスに同期した同期パル
ス信号をトリガとしてスイッチングトランジスタをオン
状態とし、出力コンデンサの端子間電圧と基準電圧との
電圧差を検出し、該電圧差によってレベル電圧の電圧値
を変化させ、該同期パルス信号の入力によって三角波発
生回路から出力される電圧を該レベル電圧と比較するこ
とにより、スイッチングトランジスタのオフタイミング
を計ることを特徴としたＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 商用電源ラインからの交流入力を整流す
る整流器、回路の力率を向上させるアクティブフィル
タ、負荷に安定した直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコン
バータ回路より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記アクティブフィルタが、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路を駆動するスイッチングパルスに同期した同期パル
ス信号をトリガとしてスイッチングトランジスタをオン
状態とし、出力コンデンサの端子間電圧と基準電圧との
電圧差を検出し、該電圧差により三角波発生回路から出
力される三角波電圧波形の傾斜を変化させ、該三角波発
生回路から出力される電圧とレベル電圧を比較すること
により、スイッチングトランジスタのオフタイミングを
計ることを特徴としたＡＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5027476A JP2780167B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| US08/182,290 US5436550A (en) | 1993-01-22 | 1994-01-14 | AC-DC converter having saw-tooth wave generating circuit in active filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5027476A JP2780167B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225517A true JPH06225517A (ja) | 1994-08-12 |
| JP2780167B2 JP2780167B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=12222175
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5027476A Expired - Fee Related JP2780167B2 (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5436550A (ja) |
| JP (1) | JP2780167B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007089278A (ja) * | 2005-09-21 | 2007-04-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Families Citing this family (52)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI99180C (fi) * | 1993-04-26 | 1997-10-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä radiopuhelimen käyttämiseksi ulkoisen vahvistinlaitteen kanssa ja menetelmässä käytettävä radiopuhelin ja vahvistinlaite |
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| US5444356A (en) * | 1994-03-03 | 1995-08-22 | Miller Electric Mfg. Co. | Buck converter having a variable output and method for buck converting power with a variable output |
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| US5903138A (en) * | 1995-03-30 | 1999-05-11 | Micro Linear Corporation | Two-stage switching regulator having low power modes responsive to load power consumption |
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| US5619405A (en) * | 1995-12-21 | 1997-04-08 | Reltec Corporation | Variable bandwith control for power factor correction |
| JPH09233813A (ja) * | 1996-02-28 | 1997-09-05 | Sony Corp | 電源回路 |
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| KR100206143B1 (ko) * | 1996-08-28 | 1999-07-01 | 윤종용 | 고역률 보상회로 |
| SE509679C2 (sv) * | 1997-04-10 | 1999-02-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande för att styra en likspänning från en DC-DC- omvandlare och en DC-DC-omvandlare |
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