JPH062469Y2 - 位相制御装置 - Google Patents
位相制御装置Info
- Publication number
- JPH062469Y2 JPH062469Y2 JP1984113835U JP11383584U JPH062469Y2 JP H062469 Y2 JPH062469 Y2 JP H062469Y2 JP 1984113835 U JP1984113835 U JP 1984113835U JP 11383584 U JP11383584 U JP 11383584U JP H062469 Y2 JPH062469 Y2 JP H062469Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- output
- phase control
- circuit
- correction
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- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 210000003323 beak Anatomy 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 （考案の技術分野） 本考案は，位相制御装置，特に交流周波数が大きく変動
する，例えば船舶用のエンジン回転で発生させた交流電
圧が大きい周波数の変動を生じるにもかかわらず当該交
流電圧から一定の直流電圧を得るようにしたサイリスタ
を用いた直流定電圧装置の位相制御装置に関するもので
ある。
する，例えば船舶用のエンジン回転で発生させた交流電
圧が大きい周波数の変動を生じるにもかかわらず当該交
流電圧から一定の直流電圧を得るようにしたサイリスタ
を用いた直流定電圧装置の位相制御装置に関するもので
ある。
（考案の背景と問題点） 船舶等に使用されている交流電圧は，船の進行速度によ
ってその周波数が大きく変動する。従来船舶に搭載され
ているサイリスタ使用の直流定電圧装置には，第４図図
示の位相制御装置が用いられていた。すなわち，第４図
において符号１は制御電圧発生回路であって，当該制御
電圧発生回路１内に設けられた演算増幅器３の反転入力
端子には抵抗４を介して，第７図図示の直流出力電圧の
一部が負電圧として入力されている。また演算増幅器３
の非反転入力端子には基準電圧が印加されており，第７
図図示の直流出力電圧の変動に応じて制御電圧発生回路
１の出力，すなわちしきい値電圧ｅｔが変化する。２は
位相制御パルス発生回路であって，比較器を構成する演
算増幅器５の反転入力端子には上記しきい値電圧ｅｔが
抵抗６を介し基準電圧として入力されており，また演算
増幅器５の非反転入力端子には抵抗７を介して，第５図
（III）図示のランプ電圧が入力されている。そして制
御電圧発生回路２の出力は，第７図に示されたサイリス
タ１０，１３または１１，１２のゲート信号となってい
る。
ってその周波数が大きく変動する。従来船舶に搭載され
ているサイリスタ使用の直流定電圧装置には，第４図図
示の位相制御装置が用いられていた。すなわち，第４図
において符号１は制御電圧発生回路であって，当該制御
電圧発生回路１内に設けられた演算増幅器３の反転入力
端子には抵抗４を介して，第７図図示の直流出力電圧の
一部が負電圧として入力されている。また演算増幅器３
の非反転入力端子には基準電圧が印加されており，第７
図図示の直流出力電圧の変動に応じて制御電圧発生回路
１の出力，すなわちしきい値電圧ｅｔが変化する。２は
位相制御パルス発生回路であって，比較器を構成する演
算増幅器５の反転入力端子には上記しきい値電圧ｅｔが
抵抗６を介し基準電圧として入力されており，また演算
増幅器５の非反転入力端子には抵抗７を介して，第５図
（III）図示のランプ電圧が入力されている。そして制
御電圧発生回路２の出力は，第７図に示されたサイリス
タ１０，１３または１１，１２のゲート信号となってい
る。
第５図（Ｉ）ないし（III）は交流電圧からランプ電圧
を得るための波形処理過程を示しており，同図（Ｉ）は
第７図のサイリスタ１０ないし１３に印加される交流入
力を利用している。そして該交流入力波形を半波おきに
波形整形して同図（II）の矩形波を得，さらに積分回路
等で同図（III）のランプ電圧を得ている。このランプ
電圧が上記説明の如く、位相制御パルス発生回路２へ入
力されている。
を得るための波形処理過程を示しており，同図（Ｉ）は
第７図のサイリスタ１０ないし１３に印加される交流入
力を利用している。そして該交流入力波形を半波おきに
波形整形して同図（II）の矩形波を得，さらに積分回路
等で同図（III）のランプ電圧を得ている。このランプ
電圧が上記説明の如く、位相制御パルス発生回路２へ入
力されている。
今，第７図図示のサイリスタ１０ないし１３，チョーク
・コイル１４及びコンデンサ１５で構成された直流定電
圧装置が，交流電圧側の変動（特に周波数）がなく，何
んらかの原因に基づいて直流出力電圧が例えば降下した
とき，制御電圧発生回路１のしきい値電圧も第６図図示
の一点鎖線の如く降下する。一方位相制御パルス発生回
路２に入力しているランプ電圧は，交流電圧が不変であ
るので，当該位相制御パルス発生回路２から出力する位
相制御パルスの発生タイミングは，第６図から明らかな
様に広くなる。即ち第７図に示されたサイリスタ１０，
１３または１１，１２を点弧させるタイミングが第６図
図示のＴ０からＴ１の如く早くなり，直流出力電圧が上
昇するように働き，直流定電圧装置は定電圧を保持す
る。
・コイル１４及びコンデンサ１５で構成された直流定電
圧装置が，交流電圧側の変動（特に周波数）がなく，何
んらかの原因に基づいて直流出力電圧が例えば降下した
とき，制御電圧発生回路１のしきい値電圧も第６図図示
の一点鎖線の如く降下する。一方位相制御パルス発生回
路２に入力しているランプ電圧は，交流電圧が不変であ
るので，当該位相制御パルス発生回路２から出力する位
相制御パルスの発生タイミングは，第６図から明らかな
様に広くなる。即ち第７図に示されたサイリスタ１０，
１３または１１，１２を点弧させるタイミングが第６図
図示のＴ０からＴ１の如く早くなり，直流出力電圧が上
昇するように働き，直流定電圧装置は定電圧を保持す
る。
ところが船舶に搭載されている交流発電機は，スクリュ
ウを駆動するエンジンの回転を利用しているので，発電
された交流電圧の周波数が船舶の進行速度によって大き
く変動する。今エンジンが経済速度で回転しているとき
の交流電圧と，エンジンが高速回転し周波数が高くなっ
たときの交流電圧との夫々におけるサイリスタの導通期
間を考えてみると，位相制御パルス発生回路２に入力す
るランプ電圧が所定の電圧，すなわち制御電圧発生回路
１から出力するしきい値電圧ｅｔに到達した時からサイ
リスタを導通させるための位相制御パルスが交流電圧の
半波中に占める割合は、交流電圧の周波数に関係なく一
定となるが、サイリスタのゲートに位相制御パルスが印
加されてから実際にサイリスタが導通するまでのターン
・オン時間は、常に一定であるので、交流電圧の周波数
が高くなると、交流半波中に占める導通時間の割合は小
さくなる。また、逆に交流電圧の周波数が低い時には交
流半波中に占める導通時間の割合は大きくなる。従って
従来の位相制御装置を用いた直流定電圧装置は，第３図
図示の一点鎖線で表される特性となり，エンジンの回転
数が大幅に変動する船舶の直流定電圧装置には適さず，
船舶の直流電圧設備，特にバッテリの充電に使用できな
い欠点があった。
ウを駆動するエンジンの回転を利用しているので，発電
された交流電圧の周波数が船舶の進行速度によって大き
く変動する。今エンジンが経済速度で回転しているとき
の交流電圧と，エンジンが高速回転し周波数が高くなっ
たときの交流電圧との夫々におけるサイリスタの導通期
間を考えてみると，位相制御パルス発生回路２に入力す
るランプ電圧が所定の電圧，すなわち制御電圧発生回路
１から出力するしきい値電圧ｅｔに到達した時からサイ
リスタを導通させるための位相制御パルスが交流電圧の
半波中に占める割合は、交流電圧の周波数に関係なく一
定となるが、サイリスタのゲートに位相制御パルスが印
加されてから実際にサイリスタが導通するまでのターン
・オン時間は、常に一定であるので、交流電圧の周波数
が高くなると、交流半波中に占める導通時間の割合は小
さくなる。また、逆に交流電圧の周波数が低い時には交
流半波中に占める導通時間の割合は大きくなる。従って
従来の位相制御装置を用いた直流定電圧装置は，第３図
図示の一点鎖線で表される特性となり，エンジンの回転
数が大幅に変動する船舶の直流定電圧装置には適さず，
船舶の直流電圧設備，特にバッテリの充電に使用できな
い欠点があった。
（考案の目的と構成） 本考案は上記の欠点を解決することを目的としており，
サイリスタを用いた整流回路に入力する交流電圧の周波
数の変動にかかわらず，常に一定の直流出力電圧が得ら
れる位相制御装置を提供することを目的としている。そ
してそのため本考案の位相制御装置は与えられた交流電
圧を交換した直流出力電圧が印加されて，当該直流出力
電圧に比例したしきい値電圧を発生させる制御電圧発生
回路と， 上記交流電圧の波形から得られたランプ電圧と上記しき
い値電圧とからサイリスタの点弧角を制御する位相制御
パルス発生回路とを備え， 上記サイリスタの位相制御によって上記交流電圧を上記
直流出力電圧に変換する直流定電圧装置における位相制
御装置において、 上記ランプ電圧それ自体が印加される増幅器と，当該増
幅器の出力を整流するダイオードと，当該ダイオードか
らの出力を平滑するコンデンサとを有するしきい値電圧
補正回路を設けると共に， 当該しきい値電圧補正回路によって得られた補正電圧を
上記直流出力電圧と重畳して上記制御電圧発生回路に供
給し， かつ当該補正電圧によって補正された上記しきい値電圧
補正回路からのしきい値電圧を上記位相制御パルス発生
回路に供給するよう構成してなり， 上記交流電圧の周波数の変動にかかわらず上記直流電圧
を定電圧化するようにした ことを特徴としている。以下図面を参照しつつ説明す
る。
サイリスタを用いた整流回路に入力する交流電圧の周波
数の変動にかかわらず，常に一定の直流出力電圧が得ら
れる位相制御装置を提供することを目的としている。そ
してそのため本考案の位相制御装置は与えられた交流電
圧を交換した直流出力電圧が印加されて，当該直流出力
電圧に比例したしきい値電圧を発生させる制御電圧発生
回路と， 上記交流電圧の波形から得られたランプ電圧と上記しき
い値電圧とからサイリスタの点弧角を制御する位相制御
パルス発生回路とを備え， 上記サイリスタの位相制御によって上記交流電圧を上記
直流出力電圧に変換する直流定電圧装置における位相制
御装置において、 上記ランプ電圧それ自体が印加される増幅器と，当該増
幅器の出力を整流するダイオードと，当該ダイオードか
らの出力を平滑するコンデンサとを有するしきい値電圧
補正回路を設けると共に， 当該しきい値電圧補正回路によって得られた補正電圧を
上記直流出力電圧と重畳して上記制御電圧発生回路に供
給し， かつ当該補正電圧によって補正された上記しきい値電圧
補正回路からのしきい値電圧を上記位相制御パルス発生
回路に供給するよう構成してなり， 上記交流電圧の周波数の変動にかかわらず上記直流電圧
を定電圧化するようにした ことを特徴としている。以下図面を参照しつつ説明す
る。
第１図は本考案に係わる位相制御装置の一実施例回路構
成，第２図はランプ電圧に基づいて得られる補正電圧の
波形説明図，第３図は本考案に係わる位相制御装置を用
いた直流定電圧装置と従来の位相制御装置を用いた直流
定電圧装置との周波数特性を比較した特性曲線図を示し
ている。
成，第２図はランプ電圧に基づいて得られる補正電圧の
波形説明図，第３図は本考案に係わる位相制御装置を用
いた直流定電圧装置と従来の位相制御装置を用いた直流
定電圧装置との周波数特性を比較した特性曲線図を示し
ている。
第１図において，符号１ないし９は既に説明した第４図
のものに対応し，符号１６のしきい値電圧補正回路が従
来の位相制御装置に新たに付加されたものである。該し
きい値電圧補正回路１６は電圧ホロワ回路を構成する演
算増幅器１７，抵抗２２及び２３と共に増幅回路を構成
する演算増幅器１８，ダイオード１９，コンデンサ２
０，抵抗２１，２４を備えている。そして位相制御パル
ス発生回路２に入力するランプ電圧が電圧ホロワ回路を
構成する演算増幅器１７の非反転入力端子に入力されて
いる。高入力インピーダンスを有する電圧ホロワ回路で
ランプ電圧をしきい値電圧補正回路１６に入力するよう
にして，従来の位相制御パルス発生回路２への影響を及
ぼさないようにしている。抵抗２３と２２との抵抗値の
比によって増幅度が決定される演算増幅器１８の出力
は，抵抗２４を介して制御電圧発生回路１内の演算増幅
器３の反転入力端子に接続されており，当該反転入力端
子に入力されている第７図図示の直流出力電圧のフィー
ドバック電圧と上記しきい値電圧補正回路１６からの補
正電圧とが演算増幅器３で加算される。なおこれに伴い
演算増幅器３の非反転入力端子は接地されている。
のものに対応し，符号１６のしきい値電圧補正回路が従
来の位相制御装置に新たに付加されたものである。該し
きい値電圧補正回路１６は電圧ホロワ回路を構成する演
算増幅器１７，抵抗２２及び２３と共に増幅回路を構成
する演算増幅器１８，ダイオード１９，コンデンサ２
０，抵抗２１，２４を備えている。そして位相制御パル
ス発生回路２に入力するランプ電圧が電圧ホロワ回路を
構成する演算増幅器１７の非反転入力端子に入力されて
いる。高入力インピーダンスを有する電圧ホロワ回路で
ランプ電圧をしきい値電圧補正回路１６に入力するよう
にして，従来の位相制御パルス発生回路２への影響を及
ぼさないようにしている。抵抗２３と２２との抵抗値の
比によって増幅度が決定される演算増幅器１８の出力
は，抵抗２４を介して制御電圧発生回路１内の演算増幅
器３の反転入力端子に接続されており，当該反転入力端
子に入力されている第７図図示の直流出力電圧のフィー
ドバック電圧と上記しきい値電圧補正回路１６からの補
正電圧とが演算増幅器３で加算される。なおこれに伴い
演算増幅器３の非反転入力端子は接地されている。
しきい値電圧補正回路１６内の演算増幅器１７に入力さ
れたランプ電圧は増幅されることなく抵抗２１，ダイオ
ード１９を介してコンデンサ２０を充電する。当該コン
デンサ２０の電圧，すなわち点Ａの電圧は上記ランプ電
圧波形のビーク値近辺で保持されている。従って交流電
圧の周波数が高いときにはランプ電圧波形のピークが低
く，交流電圧の周波数が低いときにはランプ電圧波形の
ピークが高くなっているので，点Ａの電圧波形は交流電
圧の周波数が高いときには第２図（Ｉ）に示すようにな
り，交流電圧の周波数が低いときには第２図（II）に示
すようになる。これらの電圧波形が演算増幅器１８で適
宜増幅され，抵抗２４を介して制御電圧発生回路１に補
正電圧として入力されている。当該制御電圧発生回路１
には接地電位に対して負の直流出力電圧がフィードバッ
クされているので，例えば交流電圧の周波数が高くなる
と，しきい値電圧補正回路１６からの補正電圧は高くな
り，制御電圧発生回路１から出力されるしきい値電圧は
低くなる。従って第５図で説明したと同様にしきい値電
圧が同図の一点鎖線のように低下する形となり，第７図
図示のサイリスタ１０，１３または１１，１２を点弧す
るタイミングが早くなって直流出力電圧が高くなるよう
に動作し，交流電圧の周波数が高くなることを起因する
直流出力電圧の降下分を補償するように位相制御回路が
サイリスタ１０ないし１３を用いた整流回路を制御す
る。また逆に交流電圧の周波数が低くなると，しきい値
電圧補正回路１６からの補正電圧は低くなり，制御電圧
発生回路１から出力されるしきい値電圧は高くなる。こ
れにより第７図図示のサイリスタ１０，１３または１
１，１２を点弧するタイミングが遅くなり，直流出力電
圧が低くなるように動作する。従って交流電圧の周波数
が低くなることに起因する直流出力電圧の上昇分を補償
する。
れたランプ電圧は増幅されることなく抵抗２１，ダイオ
ード１９を介してコンデンサ２０を充電する。当該コン
デンサ２０の電圧，すなわち点Ａの電圧は上記ランプ電
圧波形のビーク値近辺で保持されている。従って交流電
圧の周波数が高いときにはランプ電圧波形のピークが低
く，交流電圧の周波数が低いときにはランプ電圧波形の
ピークが高くなっているので，点Ａの電圧波形は交流電
圧の周波数が高いときには第２図（Ｉ）に示すようにな
り，交流電圧の周波数が低いときには第２図（II）に示
すようになる。これらの電圧波形が演算増幅器１８で適
宜増幅され，抵抗２４を介して制御電圧発生回路１に補
正電圧として入力されている。当該制御電圧発生回路１
には接地電位に対して負の直流出力電圧がフィードバッ
クされているので，例えば交流電圧の周波数が高くなる
と，しきい値電圧補正回路１６からの補正電圧は高くな
り，制御電圧発生回路１から出力されるしきい値電圧は
低くなる。従って第５図で説明したと同様にしきい値電
圧が同図の一点鎖線のように低下する形となり，第７図
図示のサイリスタ１０，１３または１１，１２を点弧す
るタイミングが早くなって直流出力電圧が高くなるよう
に動作し，交流電圧の周波数が高くなることを起因する
直流出力電圧の降下分を補償するように位相制御回路が
サイリスタ１０ないし１３を用いた整流回路を制御す
る。また逆に交流電圧の周波数が低くなると，しきい値
電圧補正回路１６からの補正電圧は低くなり，制御電圧
発生回路１から出力されるしきい値電圧は高くなる。こ
れにより第７図図示のサイリスタ１０，１３または１
１，１２を点弧するタイミングが遅くなり，直流出力電
圧が低くなるように動作する。従って交流電圧の周波数
が低くなることに起因する直流出力電圧の上昇分を補償
する。
このようにしてしきい値電圧補正回路１６から出力され
る補正電圧が交流電圧の周波数の変動に対応して位相制
御パルス発生回路２に入力しているしきい値電圧を変化
させているので，交流電圧の周波数に変動が生じても直
流出力電圧が常に一定となる。そして交流電圧の周波数
が一定の場合には，しきい値電圧補正回路１６からの補
正電圧は一定ではあるが，制御電圧発生回路１に入力す
る直流出力電圧のフィードバックの変動量に応じて当該
制御電圧発生回路１から出力するしきい値電圧も当然変
動するので，直流出力電圧は上記説明の如く一定に保持
される。
る補正電圧が交流電圧の周波数の変動に対応して位相制
御パルス発生回路２に入力しているしきい値電圧を変化
させているので，交流電圧の周波数に変動が生じても直
流出力電圧が常に一定となる。そして交流電圧の周波数
が一定の場合には，しきい値電圧補正回路１６からの補
正電圧は一定ではあるが，制御電圧発生回路１に入力す
る直流出力電圧のフィードバックの変動量に応じて当該
制御電圧発生回路１から出力するしきい値電圧も当然変
動するので，直流出力電圧は上記説明の如く一定に保持
される。
（考案の効果） 以上説明した如く，本考案によれば，交流電圧の周波数
変動に応じてサイリスタの点弧タイミングをずらすしき
い値電圧補正回路を設けたので，エンジンの回転数が大
きく変動する船舶の直流定電圧装置に使用することがで
きる。
変動に応じてサイリスタの点弧タイミングをずらすしき
い値電圧補正回路を設けたので，エンジンの回転数が大
きく変動する船舶の直流定電圧装置に使用することがで
きる。
第１図は本考案に係わる位相制御装置の一実施例回路構
成，第２図はランプ電圧に基づいて得られる補正電圧の
波形説明図，第３図は本考案に係わる位相制御装置を用
いた直流定電圧装置と従来の位相制御装置を用いた直流
定電圧装置との周波数特性を比較した特性曲線図，第４
図は従来の位相制御装置の回路構成，第５図は交流入力
電圧の波形処理過程を説明している波形説明図，第６図
はサイリスタの点弧タイミングの変化を説明している点
弧タイミング変化説明図，第７図はサイリスタを用いた
直流電圧変換回路図を示している。 図中，１は制御電圧発生回路，２は位相制御パルス発生
回路、３，５，１７，１８は演算増幅器，４，６ないし
８，２１ないし２４は抵抗，９，１５，２０はコンデン
サ，１０ないし１３はサイリスタ，１４はチョーク・コ
イル，１６はしきい値電圧補正回路，１９はダイオード
を表している。
成，第２図はランプ電圧に基づいて得られる補正電圧の
波形説明図，第３図は本考案に係わる位相制御装置を用
いた直流定電圧装置と従来の位相制御装置を用いた直流
定電圧装置との周波数特性を比較した特性曲線図，第４
図は従来の位相制御装置の回路構成，第５図は交流入力
電圧の波形処理過程を説明している波形説明図，第６図
はサイリスタの点弧タイミングの変化を説明している点
弧タイミング変化説明図，第７図はサイリスタを用いた
直流電圧変換回路図を示している。 図中，１は制御電圧発生回路，２は位相制御パルス発生
回路、３，５，１７，１８は演算増幅器，４，６ないし
８，２１ないし２４は抵抗，９，１５，２０はコンデン
サ，１０ないし１３はサイリスタ，１４はチョーク・コ
イル，１６はしきい値電圧補正回路，１９はダイオード
を表している。
Claims (1)
- 【請求項１】与えられた交流電圧を変換した直流出力電
圧が印加されて，当該直流出力電圧に比例したしきい値
電圧を発生させる制御電圧発生回路と， 上記交流電圧の波形から得られたランプ電圧と上記しき
い値電圧とからサイリスタの点弧角を制御する位相制御
パルス発生回路とを備え， 上記サイリスタの位相制御によって上記交流電圧を上記
直流出力電圧に変換する直流定電圧装置における位相制
御装置において、 上記ランプ電圧それ自体が印加される増幅器と，当該増
幅器の出力を整流するダイオードと，当該ダイオードか
らの出力を平滑するコンデンサとを有するしきい値電圧
補正回路を設けると共に， 当該しきい値電圧補正回路によって得られた補正電圧を
上記直流出力電圧と重畳して上記制御電圧発生回路に供
給し， かつ当該補正電圧によって補正された上記しきい値電圧
補正回路からのしきい値電圧を上記位相制御パルス発生
回路に供給するよう構成してなり， 上記交流電圧の周波数の変動にかかわらず上記直流電圧
を定電圧化するようにした ことを特徴とする位相制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984113835U JPH062469Y2 (ja) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | 位相制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1984113835U JPH062469Y2 (ja) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | 位相制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6132782U JPS6132782U (ja) | 1986-02-27 |
| JPH062469Y2 true JPH062469Y2 (ja) | 1994-01-19 |
Family
ID=30672860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1984113835U Expired - Lifetime JPH062469Y2 (ja) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | 位相制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH062469Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2529130B2 (ja) * | 1990-09-27 | 1996-08-28 | 理化工業株式会社 | 位相制御調節計の制御方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS523110B2 (ja) * | 1972-12-15 | 1977-01-26 |
-
1984
- 1984-07-26 JP JP1984113835U patent/JPH062469Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6132782U (ja) | 1986-02-27 |
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