JPH0626475B2 - コンバータ装置 - Google Patents
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- JPH0626475B2 JPH0626475B2 JP63118693A JP11869388A JPH0626475B2 JP H0626475 B2 JPH0626475 B2 JP H0626475B2 JP 63118693 A JP63118693 A JP 63118693A JP 11869388 A JP11869388 A JP 11869388A JP H0626475 B2 JPH0626475 B2 JP H0626475B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは直流
入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、それぞれのコン
デンサ電圧を入力とするフォワード形変換回路を設け、
これらの変換回路の出力側を並列に接続した時、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置の構成に関するものである。
入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、それぞれのコン
デンサ電圧を入力とするフォワード形変換回路を設け、
これらの変換回路の出力側を並列に接続した時、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置の構成に関するものである。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） 従来コンバータ装置において回路方式は出力電力の大き
さによって決められる。入力電圧が高圧の場合は使用す
るスイッチング素子を耐圧及び容量あるいはトランス，
リアクトルの大きさ等により、直流入力電圧を２組のコ
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続することにより、高圧入力電圧対応
及び出力容量の大容量化を計る方法が行われる。
さによって決められる。入力電圧が高圧の場合は使用す
るスイッチング素子を耐圧及び容量あるいはトランス，
リアクトルの大きさ等により、直流入力電圧を２組のコ
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続することにより、高圧入力電圧対応
及び出力容量の大容量化を計る方法が行われる。
第３図は従来例のコンバータ装置を示すブロック図であ
る。図において、12，22は等容量のコンデンサであり、
直列に接続して入力電源１に接続され直流入力電圧Ｖi
を１／２に分圧している。この入力コンデンサ12 ，22
に各々のフォワード形変換回路が接続されている。２台
のフォワード形変換回路の出力は並列に接続されてい
る。13，23はスイッチング回路、14，24はトランス、1
5，25は整流平滑出力回路である。スイッチング回路1
3，トランス14，整流平滑出力回路15にて、１台のフォ
ワード形変換回路を構成している。入力１に直流入力電
圧Ｖi を入力し、コンデンサ12，22にて１／２に分圧
し、スイッチング回路13及び23により高周波変換しトラ
ンス14，24にて絶縁及び電圧変換を行い、整流平滑出力
回路15及び25にて整流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖ
o を得る。
る。図において、12，22は等容量のコンデンサであり、
直列に接続して入力電源１に接続され直流入力電圧Ｖi
を１／２に分圧している。この入力コンデンサ12 ，22
に各々のフォワード形変換回路が接続されている。２台
のフォワード形変換回路の出力は並列に接続されてい
る。13，23はスイッチング回路、14，24はトランス、1
5，25は整流平滑出力回路である。スイッチング回路1
3，トランス14，整流平滑出力回路15にて、１台のフォ
ワード形変換回路を構成している。入力１に直流入力電
圧Ｖi を入力し、コンデンサ12，22にて１／２に分圧
し、スイッチング回路13及び23により高周波変換しトラ
ンス14，24にて絶縁及び電圧変換を行い、整流平滑出力
回路15及び25にて整流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖ
o を得る。
前記２台のフォワード形変換回路の各々の回路定数が等
しく、かつスイッチング回路13及び23のスイッチング素
子の動作がまったく同じであれば、２台のフォワード形
変換回路内の電圧，電流波形は同じくなる。ところが、
実際のフォワード形変換回路では、それぞれの回路定数
やスイッチング素子の動作をまったく同一にすることは
不可能であるため、電圧，電流に不平衡を生じる。例え
ばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積時間
はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生ず
る。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合ある
いはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に出力
短絡状態においては、各スイッチング素子の蓄積時間の
差が導通時間に比べて無視できなくなるので、各々のフ
ォワード形変換回路内の電流の不平衡は著しくなる。２
台のフォワード形変換回路の出力側が並列接続されてい
るので、各々のフォワード形変換回路の出力電流の和は
負荷電流に等しく一定電流である。それ故、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子のスイッチング電
流が大となれば他方のスイッチング素子のスイッチング
電流は必然的に小となり、スイッチング素子の蓄積時間
の差はさらに拡大されるので電流の不平衡をますます拡
大される。この結果、２台のフォワード形変換回路の負
荷分担はくずれ、入力電流が不平衡となり、コンデンサ
12，22の電圧分担が不平衡となる。これにより一方のコ
ンデンサの電圧が高くなり、スイッチング素子等の耐圧
に対して危険な状態となる。
しく、かつスイッチング回路13及び23のスイッチング素
子の動作がまったく同じであれば、２台のフォワード形
変換回路内の電圧，電流波形は同じくなる。ところが、
実際のフォワード形変換回路では、それぞれの回路定数
やスイッチング素子の動作をまったく同一にすることは
不可能であるため、電圧，電流に不平衡を生じる。例え
ばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積時間
はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生ず
る。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合ある
いはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に出力
短絡状態においては、各スイッチング素子の蓄積時間の
差が導通時間に比べて無視できなくなるので、各々のフ
ォワード形変換回路内の電流の不平衡は著しくなる。２
台のフォワード形変換回路の出力側が並列接続されてい
るので、各々のフォワード形変換回路の出力電流の和は
負荷電流に等しく一定電流である。それ故、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子のスイッチング電
流が大となれば他方のスイッチング素子のスイッチング
電流は必然的に小となり、スイッチング素子の蓄積時間
の差はさらに拡大されるので電流の不平衡をますます拡
大される。この結果、２台のフォワード形変換回路の負
荷分担はくずれ、入力電流が不平衡となり、コンデンサ
12，22の電圧分担が不平衡となる。これにより一方のコ
ンデンサの電圧が高くなり、スイッチング素子等の耐圧
に対して危険な状態となる。
前記の動作は平衡状態で運転している時に比べて過大な
電流が流れることになるので、フォワード形変換回路の
中で特にスイッチング素子は大容量なものが必要とな
り、さらに配線インダクタンスによるサージ電圧も上昇
し、図示されていないスナバ回路も大きなものが必要と
なる。このため従来はトランス14，24の出力電流をバラ
ンスさせるバランス用リアクトル３を挿入する方法がと
られているが大容量のリアクトルを必要とし、効率の低
下をまねく欠点があり、装置の小形軽量化，経済性，信
頼性の向上に制約を与えていた。
電流が流れることになるので、フォワード形変換回路の
中で特にスイッチング素子は大容量なものが必要とな
り、さらに配線インダクタンスによるサージ電圧も上昇
し、図示されていないスナバ回路も大きなものが必要と
なる。このため従来はトランス14，24の出力電流をバラ
ンスさせるバランス用リアクトル３を挿入する方法がと
られているが大容量のリアクトルを必要とし、効率の低
下をまねく欠点があり、装置の小形軽量化，経済性，信
頼性の向上に制約を与えていた。
（発明の目的） 本発明の目的は上記の欠点を改善するために提案された
もので、直流入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、そ
れぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード形変換
回路を設け、これらの変換回路の出力側を接続した時、
各々のフォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正
し、装置の大形化や、効率低下をまねくことなしに定常
運転時及び出力短絡時において、入力電流の平衡化を行
う直列接続コンバータ装置を提供するにある。
もので、直流入力電圧を２組のコンデンサで分圧し、そ
れぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード形変換
回路を設け、これらの変換回路の出力側を接続した時、
各々のフォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正
し、装置の大形化や、効率低下をまねくことなしに定常
運転時及び出力短絡時において、入力電流の平衡化を行
う直列接続コンバータ装置を提供するにある。
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明は入力直流電圧を２
組のコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を
入力とするフォワード形変換回路を設け、これらの変換
回路の出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御さ
れた直流電圧に変換し、かつ前記２台のフォワード形変
換回路の２倍の出力電流を得るように構成してなるコン
バータ装置において、前記２台のフォワード形変換回路
のそれぞれの入力電流を検出し、その検出値を電流の基
準と比較する２つの検出比較手段と、前記それぞれの直
流入力電圧の差と大小を比較する検出手段と、前記変換
回路の出力電圧を基準の電圧と比較する電圧誤差比較手
段とを備え、前記の３つの手段からの出力信号が与えら
れ、補償をかけるフォワード形変換回路を判別し、一方
のフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子のオ
ン時間を短縮すると共に、他方のフォワード形変換回路
のスイッチング回路の素子のオン時間を延長させる２つ
のＰＷＭ比較器よりなる補償手段を具備することを特徴
とするコンバータ装置を発明の要旨とするものである。
組のコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を
入力とするフォワード形変換回路を設け、これらの変換
回路の出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御さ
れた直流電圧に変換し、かつ前記２台のフォワード形変
換回路の２倍の出力電流を得るように構成してなるコン
バータ装置において、前記２台のフォワード形変換回路
のそれぞれの入力電流を検出し、その検出値を電流の基
準と比較する２つの検出比較手段と、前記それぞれの直
流入力電圧の差と大小を比較する検出手段と、前記変換
回路の出力電圧を基準の電圧と比較する電圧誤差比較手
段とを備え、前記の３つの手段からの出力信号が与えら
れ、補償をかけるフォワード形変換回路を判別し、一方
のフォワード形変換回路のスイッチング回路の素子のオ
ン時間を短縮すると共に、他方のフォワード形変換回路
のスイッチング回路の素子のオン時間を延長させる２つ
のＰＷＭ比較器よりなる補償手段を具備することを特徴
とするコンバータ装置を発明の要旨とするものである。
（実施例） 以下、本発明の実施例について説明する。なお、実施例
は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲
で種々の変更あるいは改良を行いうることは言うまでも
ない。
は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲
で種々の変更あるいは改良を行いうることは言うまでも
ない。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、主回路は第３図と同様に入力１に直流入
力電圧Ｖｉを入力し、コンデンサ12，22で分圧し、スイ
ッチング回路13，23により高周波変換し、トランス14，
24で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力回路15，25に
て整流平滑し、出力２に安定な直流電圧Ｖｏを得る。
１図において、主回路は第３図と同様に入力１に直流入
力電圧Ｖｉを入力し、コンデンサ12，22で分圧し、スイ
ッチング回路13，23により高周波変換し、トランス14，
24で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力回路15，25に
て整流平滑し、出力２に安定な直流電圧Ｖｏを得る。
本発明にあっては２台のフォワード形変換回路の各々の
入力電流を検出するために変流器11，21が設けられてこ
の検出電流は整流平滑部31，32により整流平滑し、電流
比較部33，34にて電流の基準と比較し、ＰＷＭ比較部3
7，38に出力され三角波発振部40の三角波信号と比較さ
れる信号を制御し、スイッチング回路13，23のスイッチ
ング素子へのスイッチングパルスの導通幅を制御する。
また、２台のフォワード形変換回路の各々の入力電圧の
電圧差の大きさと方向を差電圧検出部35にて検出し、こ
の出力を判別出力部36に入力し、判別出力部にて、入力
電圧が小さいフォワード形変換回路を判別し、前記フォ
ワード形変換回路にスイッチング回路へのスイッチング
パルスの導通幅を小さく制御する信号を送出する。
入力電流を検出するために変流器11，21が設けられてこ
の検出電流は整流平滑部31，32により整流平滑し、電流
比較部33，34にて電流の基準と比較し、ＰＷＭ比較部3
7，38に出力され三角波発振部40の三角波信号と比較さ
れる信号を制御し、スイッチング回路13，23のスイッチ
ング素子へのスイッチングパルスの導通幅を制御する。
また、２台のフォワード形変換回路の各々の入力電圧の
電圧差の大きさと方向を差電圧検出部35にて検出し、こ
の出力を判別出力部36に入力し、判別出力部にて、入力
電圧が小さいフォワード形変換回路を判別し、前記フォ
ワード形変換回路にスイッチング回路へのスイッチング
パルスの導通幅を小さく制御する信号を送出する。
この時、入力電圧が低くなっているフォワード形変換回
路のスイッチング回路のスイッチング電流の導通幅を小
さくすると、該フォワード形変換回路の負荷電流は減少
しより軽負荷となるため、該フォワード形変換回路の入
力電圧は上昇する。入力電圧が上昇するため、該フォワ
ード形変換回路のスイッチング電流のピーク電流値は上
昇する。
路のスイッチング回路のスイッチング電流の導通幅を小
さくすると、該フォワード形変換回路の負荷電流は減少
しより軽負荷となるため、該フォワード形変換回路の入
力電圧は上昇する。入力電圧が上昇するため、該フォワ
ード形変換回路のスイッチング電流のピーク電流値は上
昇する。
前記の動作により２台のフォワード形変換回路の入力電
圧の値は等しくなる。前記の動作状態において、過負荷
又は短絡状態では各々のスイッチング電流のピーク電流
値は電流比較部の基準値で制限され、入力電圧差を生じ
た時は前記と同様の動作により入力電圧の値は等しくな
る。電圧誤差増幅部39はコンバータ装置の出力２より出
力電圧Ｖｏを帰還し、出力電圧の基準値との誤差増幅を
行い誤差出力信号をＰＷＭ比較部37，38に出力する。Ｐ
ＷＭ比較部37，38は電流比較部33，34、判別出力部36及
び電圧誤差増幅部39より信号をうける。判別出力部36は
入力電圧の大きさと方向により、正または負のレベルの
電圧信号を送出する。ＰＷＭ比較部37，38において電流
比較部33，34の出力に判別出力部36の信号を加算した信
号と電圧誤差増幅部39の出力のいずれか大きいレベル
と、三角波発振部40の三角波信号と比較し、２台のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子へＰＷＭ信号を送
出する。
圧の値は等しくなる。前記の動作状態において、過負荷
又は短絡状態では各々のスイッチング電流のピーク電流
値は電流比較部の基準値で制限され、入力電圧差を生じ
た時は前記と同様の動作により入力電圧の値は等しくな
る。電圧誤差増幅部39はコンバータ装置の出力２より出
力電圧Ｖｏを帰還し、出力電圧の基準値との誤差増幅を
行い誤差出力信号をＰＷＭ比較部37，38に出力する。Ｐ
ＷＭ比較部37，38は電流比較部33，34、判別出力部36及
び電圧誤差増幅部39より信号をうける。判別出力部36は
入力電圧の大きさと方向により、正または負のレベルの
電圧信号を送出する。ＰＷＭ比較部37，38において電流
比較部33，34の出力に判別出力部36の信号を加算した信
号と電圧誤差増幅部39の出力のいずれか大きいレベル
と、三角波発振部40の三角波信号と比較し、２台のフォ
ワード形変換回路のスイッチング素子へＰＷＭ信号を送
出する。
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作を表した
動作図であって、一例として、過負荷状態における動作
波形を示している。第２図において、 (A)および(B) は
各々のフォワード形変換回路の入力電圧であるコンデン
サ12，22の電圧を示している。 (C)はコンデンサ12と22
の差電圧であり、 (D)は差電圧検出部よりの出力であ
る。(E)，(F) は三角波発振部40の三角波信号ｍと、Ｐ
ＷＭ比較部37，38に入力される電圧誤差増幅部39、電流
比較部33，34、判別出力部36よりの信号を示している。
(G)と(H) はＰＷＭ比較部37，38より２台のフォワード
形変換回路のスイッチング回路に出力されるスイッチン
グパルス波形を示し、(J)，(K) は (G)，(H) のスイッ
チングパルスにより２台のフォワード形変換回路に流れ
る入力電流の波形を示している、 第２図において、時刻ｔ０以前は本発明による電流平衡
の動作をしない時、また時刻ｔ０以降は電流平衡の動作
をさせた時の動作波形を示している。ｔ０以前につい
て、スイッチング回路の部品のばらつきおよびスイッチ
ング素子の動作時間のばらつきにより一方のフォワード
形変換回路の入力電流が増加すると、２台のフォワード
形変換回路の入力電流が不平衡となり各々の直流入力電
圧の電圧分担が不平衡となる。過負荷および出力短絡の
状態においてその傾向が著しくなる。
動作図であって、一例として、過負荷状態における動作
波形を示している。第２図において、 (A)および(B) は
各々のフォワード形変換回路の入力電圧であるコンデン
サ12，22の電圧を示している。 (C)はコンデンサ12と22
の差電圧であり、 (D)は差電圧検出部よりの出力であ
る。(E)，(F) は三角波発振部40の三角波信号ｍと、Ｐ
ＷＭ比較部37，38に入力される電圧誤差増幅部39、電流
比較部33，34、判別出力部36よりの信号を示している。
(G)と(H) はＰＷＭ比較部37，38より２台のフォワード
形変換回路のスイッチング回路に出力されるスイッチン
グパルス波形を示し、(J)，(K) は (G)，(H) のスイッ
チングパルスにより２台のフォワード形変換回路に流れ
る入力電流の波形を示している、 第２図において、時刻ｔ０以前は本発明による電流平衡
の動作をしない時、また時刻ｔ０以降は電流平衡の動作
をさせた時の動作波形を示している。ｔ０以前につい
て、スイッチング回路の部品のばらつきおよびスイッチ
ング素子の動作時間のばらつきにより一方のフォワード
形変換回路の入力電流が増加すると、２台のフォワード
形変換回路の入力電流が不平衡となり各々の直流入力電
圧の電圧分担が不平衡となる。過負荷および出力短絡の
状態においてその傾向が著しくなる。
ＰＷＭ比較部37，38は電圧誤差増幅部39、電流比較部3
3，34及び判別出力部36の出力信号により三角波信号ｍ
と比較することにより出力パルスの導通幅を制御してい
る。即ちＰＷＭ制御部において、電流比較部33，34の信
号ｅ１，ｅ２と判別出力部36の信号ｄ（36の入力電圧の
大きさと方向により正または負のレベルを有する信号で
ある）を加算することにより、ｅ１±ｄ，ｅ２±ｄのレ
ベルを作成する。このレベルと電圧誤差増幅部39の出力
レベルのいずれか大きい方向のレベルと三角波発振部40
の三角波信号と比較することによりスイッチング素子に
与えるパルスを生成する。過負荷および短絡状態では出
力電圧は所定電圧以下となっており、電圧誤差増幅部39
よりの信号出力ｆはあらかじめ設定された最大パルス幅
側へ飽和しているため、電流比較部33，34よりの出力信
号ｅ１，ｅ２によって制御されその波形は (E)，(F)と
なる。
3，34及び判別出力部36の出力信号により三角波信号ｍ
と比較することにより出力パルスの導通幅を制御してい
る。即ちＰＷＭ制御部において、電流比較部33，34の信
号ｅ１，ｅ２と判別出力部36の信号ｄ（36の入力電圧の
大きさと方向により正または負のレベルを有する信号で
ある）を加算することにより、ｅ１±ｄ，ｅ２±ｄのレ
ベルを作成する。このレベルと電圧誤差増幅部39の出力
レベルのいずれか大きい方向のレベルと三角波発振部40
の三角波信号と比較することによりスイッチング素子に
与えるパルスを生成する。過負荷および短絡状態では出
力電圧は所定電圧以下となっており、電圧誤差増幅部39
よりの信号出力ｆはあらかじめ設定された最大パルス幅
側へ飽和しているため、電流比較部33，34よりの出力信
号ｅ１，ｅ２によって制御されその波形は (E)，(F)と
なる。
入力電圧の高いフォワード形変換回路は大きな入力電流
が流れる為その出力パルスは電流比較部よりの信号で制
御されておりそのパルス幅(G) は短いが、入力電流のピ
ーク値(J) は大きい。また、入力電圧の低いフォワード
形変換回路の出力パルスは電圧誤差増幅部39の出力信号
が飽和しているため、そのパルス幅は長い(H) は入力電
流のピーク値(K) は小さい。この状態で入力コンデンサ
12，22の充放電量がつりあい、極端な電圧のアンバラン
スのままとなって、スイッチング素子等の耐圧が危険な
状態となる。
が流れる為その出力パルスは電流比較部よりの信号で制
御されておりそのパルス幅(G) は短いが、入力電流のピ
ーク値(J) は大きい。また、入力電圧の低いフォワード
形変換回路の出力パルスは電圧誤差増幅部39の出力信号
が飽和しているため、そのパルス幅は長い(H) は入力電
流のピーク値(K) は小さい。この状態で入力コンデンサ
12，22の充放電量がつりあい、極端な電圧のアンバラン
スのままとなって、スイッチング素子等の耐圧が危険な
状態となる。
いまｔ０以降において差電圧検出部35、判別出力部36を
付加することにより、入力電圧が低いフォワード形変換
回路を判別し、ＰＷＭ比較部37，38に信号を送出し、出
力パルスの幅を短くするように動作させる。すなわち、
電流比較部34の出力ｅ２に判別出力部36の信号を加算す
ることにより信号レベルの電圧を上げ、この電圧と三角
波発振部40の出力を比較する。出力パルスの幅を短くす
ることにより、該フォワード形変換回路の負荷電流が減
少し、軽負荷となるため入力電圧が上昇し入力電流のピ
ーク値は大きくなり、２台のフォワード形変換回路の入
力電流の値が等しくなるように動作し、この結果、各々
のフォワード形変換回路の入力電圧が等しくなるように
制御される。
付加することにより、入力電圧が低いフォワード形変換
回路を判別し、ＰＷＭ比較部37，38に信号を送出し、出
力パルスの幅を短くするように動作させる。すなわち、
電流比較部34の出力ｅ２に判別出力部36の信号を加算す
ることにより信号レベルの電圧を上げ、この電圧と三角
波発振部40の出力を比較する。出力パルスの幅を短くす
ることにより、該フォワード形変換回路の負荷電流が減
少し、軽負荷となるため入力電圧が上昇し入力電流のピ
ーク値は大きくなり、２台のフォワード形変換回路の入
力電流の値が等しくなるように動作し、この結果、各々
のフォワード形変換回路の入力電圧が等しくなるように
制御される。
本発明は変流器11，21を各々のフォワード形変換回路毎
に設けた場合について述べてあり、スイッチング回路1
3，23のスイッチング動作を同相とすることができる。
スイッチング回路13，23のスイッチング動作が１８０度
位相がずれている場合は変流器を１ケとして共通入力部
に設け、変流器の出力の１８０度位相のずれたものを得
ることにより、変流器を共通化することができる。
に設けた場合について述べてあり、スイッチング回路1
3，23のスイッチング動作を同相とすることができる。
スイッチング回路13，23のスイッチング動作が１８０度
位相がずれている場合は変流器を１ケとして共通入力部
に設け、変流器の出力の１８０度位相のずれたものを得
ることにより、変流器を共通化することができる。
（発明の効果） 叙上のように本発明によれば、直流入力電圧を２組のコ
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変換回路の２
倍の出力電流を得るように構成してなるコンバータ装置
において、各々のフォワード形変換回路の各々の入力電
流の検出及び各々の直流入力電圧の電位差の大きさと方
向を検出し、前記検出電流及び検出差電圧の大きさに対
応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回路
の素子の導通時間を短縮させるようにし、他方のフォワ
ード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間を
延長させるようにすることにより、 通常の運転時のみならず、出力の過負荷時および出
力短絡状態においても、入力電流をバランスさせる事が
でき、使用素子の容量を大きくする必要がなく経済化を
図ることができる。
ンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサ電圧を入力と
するフォワード形変換回路を設け、これらの変換回路の
出力側を並列に接続して、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換し、かつ各々のフォワード形変換回路の２
倍の出力電流を得るように構成してなるコンバータ装置
において、各々のフォワード形変換回路の各々の入力電
流の検出及び各々の直流入力電圧の電位差の大きさと方
向を検出し、前記検出電流及び検出差電圧の大きさに対
応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回路
の素子の導通時間を短縮させるようにし、他方のフォワ
ード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間を
延長させるようにすることにより、 通常の運転時のみならず、出力の過負荷時および出
力短絡状態においても、入力電流をバランスさせる事が
でき、使用素子の容量を大きくする必要がなく経済化を
図ることができる。
部品のバラツキやスイッチング回路の素子の蓄積時
間のバラツキに起因して生ずる直列接続される２台のフ
ォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を抑制する。
間のバラツキに起因して生ずる直列接続される２台のフ
ォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を抑制する。
結果として主回路に電流バランス用リアクトルを挿
入する必要がなく、大容量のスナバ回路の追加を必要と
せず、コンバータ装置の小形，軽量化，経済性，信頼性
の向上を図ることができる。
入する必要がなく、大容量のスナバ回路の追加を必要と
せず、コンバータ装置の小形，軽量化，経済性，信頼性
の向上を図ることができる。
等の効果を有するものである。
第１図は本発明の実施例を示すコンバータ装置のブロッ
ク図、第２図は本発明の動作を説明する動作図、第３図
は従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 １……入力 ２……出力 11，21……変流器 12，22……入力コンデンサ 13，23……スイッチング回路 14，24……トランス 15，25……整流平滑出力回路 31，32……整流平滑部 33，34……電流比較部 35……差電圧検出部 36……判別出力部 37，38……ＰＷＭ比較部 39……電圧誤差増幅部 40……三角波発振部
ク図、第２図は本発明の動作を説明する動作図、第３図
は従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 １……入力 ２……出力 11，21……変流器 12，22……入力コンデンサ 13，23……スイッチング回路 14，24……トランス 15，25……整流平滑出力回路 31，32……整流平滑部 33，34……電流比較部 35……差電圧検出部 36……判別出力部 37，38……ＰＷＭ比較部 39……電圧誤差増幅部 40……三角波発振部
Claims (1)
- 【請求項１】入力直流電圧を２組のコンデンサで分圧
し、それぞれのコンデンサ電圧を入力とするフォワード
形変換回路を設け、これらの変換回路の出力側を並列に
接続して、直流入力電圧を制御された直流電圧に変換
し、かつ前記２台のフォワード形変換回路の２倍の出力
電流を得るように構成してなるコンバータ装置におい
て、前記２台のフォワード形変換回路のそれぞれの入力
電流を検出し、その検出値を電流の基準と比較する２つ
の検出比較手段と、前記それぞれの直流入力電圧の差と
大小を比較する検出手段と、前記変換回路の出力電圧を
基準の電圧と比較する電圧誤差比較手段とを備え、前記
の３つの手段からの出力信号が与えられ、補償をかける
フォワード形変換回路を判別し、一方のフォワード形変
換回路のスイッチング回路の素子のオン時間を短縮する
と共に、他方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子のオン時間を延長させる２つのＰＷＭ比較器よ
りなる補償手段を具備することを特徴とするコンバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (ja) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63118693A JPH0626475B2 (ja) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01291664A JPH01291664A (ja) | 1989-11-24 |
| JPH0626475B2 true JPH0626475B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=14742830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63118693A Expired - Fee Related JPH0626475B2 (ja) | 1988-05-16 | 1988-05-16 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626475B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5800125B2 (ja) * | 2011-02-10 | 2015-10-28 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61293163A (ja) * | 1985-06-19 | 1986-12-23 | Fujitsu Ltd | 過電圧保護回路 |
| JPS62210861A (ja) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Fuji Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの直列運転方式 |
-
1988
- 1988-05-16 JP JP63118693A patent/JPH0626475B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01291664A (ja) | 1989-11-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |