JPH0628513B2 - 交流電圧歪除去回路 - Google Patents
交流電圧歪除去回路Info
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- JPH0628513B2 JPH0628513B2 JP57138917A JP13891782A JPH0628513B2 JP H0628513 B2 JPH0628513 B2 JP H0628513B2 JP 57138917 A JP57138917 A JP 57138917A JP 13891782 A JP13891782 A JP 13891782A JP H0628513 B2 JPH0628513 B2 JP H0628513B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/257—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、例えば商用交流電圧から雑音等による正弦
波形の歪を除去する交流電圧歪除去回路に関する。
波形の歪を除去する交流電圧歪除去回路に関する。
一般に、アンプ、チューナあるいはカセットデッキ等の
オーデイオ機器は、商用交流電圧（AC１００Ｖ）をその
まま整流および平滑して直流電圧を生成し、この直流電
圧を用いて機器各部の回路を動作させている。したがつ
て、商用交流電圧が、その電圧の変動、周波数の時間的
ゆらぎ、あるいは他の電子機器（または電気機器等）が
発生する雑音等によつて歪むと、前記直流電圧あるい
は、この直流電圧に対応する接地電位が変動し、これに
よつてオーデイオ信号中に歪あるいは雑音が発生してし
まうという問題がある。この問題は、特にオーデイオ信
号を直接増幅するアンプ等では無視することができず、
例えば、マニアの間では周囲が寝静まつた深夜に最も良
質の音が得られるとか、あるいは、使用時間帯で音質に
変化があると言われている。
オーデイオ機器は、商用交流電圧（AC１００Ｖ）をその
まま整流および平滑して直流電圧を生成し、この直流電
圧を用いて機器各部の回路を動作させている。したがつ
て、商用交流電圧が、その電圧の変動、周波数の時間的
ゆらぎ、あるいは他の電子機器（または電気機器等）が
発生する雑音等によつて歪むと、前記直流電圧あるい
は、この直流電圧に対応する接地電位が変動し、これに
よつてオーデイオ信号中に歪あるいは雑音が発生してし
まうという問題がある。この問題は、特にオーデイオ信
号を直接増幅するアンプ等では無視することができず、
例えば、マニアの間では周囲が寝静まつた深夜に最も良
質の音が得られるとか、あるいは、使用時間帯で音質に
変化があると言われている。
このような問題を解決する手段としては、商用交流電圧
そのものを、例えば鉄共振を利用した交流定電圧回路を
用いて定電圧化することが考えられるが、このような手
段では、装置が大掛かりになるから家庭用のオーデイオ
機器等には不向きであり、またコストも高く、かつ共振
音も無視することができないという問題がある。
そのものを、例えば鉄共振を利用した交流定電圧回路を
用いて定電圧化することが考えられるが、このような手
段では、装置が大掛かりになるから家庭用のオーデイオ
機器等には不向きであり、またコストも高く、かつ共振
音も無視することができないという問題がある。
この発明は、以上の事情に鑑みてなされたもので、その
目的とするところは、交流電圧から雑音等による波形の
歪を極めて効果的に除去することができ、しかも回路構
成が簡単であつて安価な交流電圧歪除去回路を提供する
ことにある。そしてこの発明の特徴は、入力される交流
電圧の波形を矩形波に変換する矩形波生成手段および前
記矩形波を正弦波にする正弦波生成手段からなり前記交
流電圧に同期した一定波形の同期信号を出力する同期信
号発生手段と、前記交流電圧と前記同期信号とを比較し
て前記交流信号に含まれる歪成分を検出する歪検出手段
と、前記交流電圧に前記歪検出手段の検出出力を加算し
てこの歪成分を相殺するようにしたものである。
目的とするところは、交流電圧から雑音等による波形の
歪を極めて効果的に除去することができ、しかも回路構
成が簡単であつて安価な交流電圧歪除去回路を提供する
ことにある。そしてこの発明の特徴は、入力される交流
電圧の波形を矩形波に変換する矩形波生成手段および前
記矩形波を正弦波にする正弦波生成手段からなり前記交
流電圧に同期した一定波形の同期信号を出力する同期信
号発生手段と、前記交流電圧と前記同期信号とを比較し
て前記交流信号に含まれる歪成分を検出する歪検出手段
と、前記交流電圧に前記歪検出手段の検出出力を加算し
てこの歪成分を相殺するようにしたものである。
以下、この発明を、商用交流電圧の歪を除去する回路に
適用した場合について図面を参照しながら詳細に説明す
る。
適用した場合について図面を参照しながら詳細に説明す
る。
第１図は、この実施例の構成を示す回路図である。この
図において、１ａ，１ｂは歪を含んだ商用交流電圧（例
えばAC１００Ｖ）が入力される入力端子を示し、２はこ
の交流電圧の周波数に同期した歪のない正弦波（同期信
号）を発生する同期信号発生回路（同期信号発生手段）
を示し、また、一点鎖線で囲む３は前記交流電圧の歪成
分を検出すると共に、同交流電圧にこの歪成分を加算し
て歪を除去する歪除去回路（歪検出手段および加算手
段）を示し、４ａ，４ｂは歪の除去された交流電圧が出
力される出力端子を示している。以下、これら各部の接
続を詳述すると、入力端子１ａは同期信号発生回路２の
一方の入力端子２ａに接続されると共に、出力端子４ａ
に接続され、入力端子１ｂは同期信号発生回路２の他方
の入力端子２ｂに接続されると共に、直流電圧源５ａ
（電圧はＥ）の負側端子と直流電圧源５ｂ（電圧はＥ）
の正側端子とに各々接続されている。前記同期信号発生
回路２は、入力端子２ａ，２ｂ間に供給される交流電圧
に周波数および位相が同期した歪のない正弦波の同期信
号を発生し、この同期信号を出力端子２ｃから出力する
もので、この出力端子２ｃは抵抗６（値Ｒ１）を介して
増幅器７の反転入力端子に接続されている。この増幅器
７の反転入力端子と同増幅器８の出力端子との間には、
抵抗８（値Ｒ２）が介挿され、同出力端子は出力端子４
ｂに接続されている。一方、前記入力端子１ａ，１ｂの
間には、抵抗９（値Ｒ３）と抵抗１０（値Ｒ４）が順次
直列に接続され、これら両抵抗９，１０の接続点は、増
幅器７の非反転入力端子に接続されている。そして、同
期信号発生回路２の正負電源端子２ｄ，２ｅおよび増幅
器７の正負電源端子７ａ，７ｂには直流電圧源５ａの正
側端子と直流電圧源５ｂの負側端子から各々電源電圧＋
Ｅ，−Ｅが供給されるようになつている。
図において、１ａ，１ｂは歪を含んだ商用交流電圧（例
えばAC１００Ｖ）が入力される入力端子を示し、２はこ
の交流電圧の周波数に同期した歪のない正弦波（同期信
号）を発生する同期信号発生回路（同期信号発生手段）
を示し、また、一点鎖線で囲む３は前記交流電圧の歪成
分を検出すると共に、同交流電圧にこの歪成分を加算し
て歪を除去する歪除去回路（歪検出手段および加算手
段）を示し、４ａ，４ｂは歪の除去された交流電圧が出
力される出力端子を示している。以下、これら各部の接
続を詳述すると、入力端子１ａは同期信号発生回路２の
一方の入力端子２ａに接続されると共に、出力端子４ａ
に接続され、入力端子１ｂは同期信号発生回路２の他方
の入力端子２ｂに接続されると共に、直流電圧源５ａ
（電圧はＥ）の負側端子と直流電圧源５ｂ（電圧はＥ）
の正側端子とに各々接続されている。前記同期信号発生
回路２は、入力端子２ａ，２ｂ間に供給される交流電圧
に周波数および位相が同期した歪のない正弦波の同期信
号を発生し、この同期信号を出力端子２ｃから出力する
もので、この出力端子２ｃは抵抗６（値Ｒ１）を介して
増幅器７の反転入力端子に接続されている。この増幅器
７の反転入力端子と同増幅器８の出力端子との間には、
抵抗８（値Ｒ２）が介挿され、同出力端子は出力端子４
ｂに接続されている。一方、前記入力端子１ａ，１ｂの
間には、抵抗９（値Ｒ３）と抵抗１０（値Ｒ４）が順次
直列に接続され、これら両抵抗９，１０の接続点は、増
幅器７の非反転入力端子に接続されている。そして、同
期信号発生回路２の正負電源端子２ｄ，２ｅおよび増幅
器７の正負電源端子７ａ，７ｂには直流電圧源５ａの正
側端子と直流電圧源５ｂの負側端子から各々電源電圧＋
Ｅ，−Ｅが供給されるようになつている。
次に、以上の構成におけるこの実施例の動作を、入力端
子１ｂにおける電圧を基準にして説明する。
子１ｂにおける電圧を基準にして説明する。
まず、入力端子１ａ，１ｂ間に供給される商用交流電圧
を、歪を含まない電圧Ｖと歪電圧ｄ（歪成分）との和に
よつて表わす。この場合、同期信号発生回路２の出力端
子２ｃには、電圧Ｖに周波数および位相が同期した歪の
ない正弦波の電圧ｋ・Ｖ（ただしｋは定数）が得られ
る。一方、入力端子１ａから増幅器７の出力端子までの
間の伝達特性Ａ１は、入力端子１ｂの電位と同期信号発
生回路２の出力端子２ｃの電位とが等しいとすれば、 であり、また同期信号発生回路２の出力端子２ｃから増
幅器７の出力端子までの間の伝達特性Ａ２は、入力端子
１ｂの電位と入力端子１ａの電位とが等しいとすれば、 である。したがつて、増幅器７の出力端子に得られる電
圧ＶＸは、これら伝達特性に重ね合せの理が成立するの
で、 となる。
を、歪を含まない電圧Ｖと歪電圧ｄ（歪成分）との和に
よつて表わす。この場合、同期信号発生回路２の出力端
子２ｃには、電圧Ｖに周波数および位相が同期した歪の
ない正弦波の電圧ｋ・Ｖ（ただしｋは定数）が得られ
る。一方、入力端子１ａから増幅器７の出力端子までの
間の伝達特性Ａ１は、入力端子１ｂの電位と同期信号発
生回路２の出力端子２ｃの電位とが等しいとすれば、 であり、また同期信号発生回路２の出力端子２ｃから増
幅器７の出力端子までの間の伝達特性Ａ２は、入力端子
１ｂの電位と入力端子１ａの電位とが等しいとすれば、 である。したがつて、増幅器７の出力端子に得られる電
圧ＶＸは、これら伝達特性に重ね合せの理が成立するの
で、 となる。
ここで、Ｒ1＝Ｒ4，Ｒ2＝Ｒ3と設定すれば、(3)式は、 となる。したがつてＲ１，Ｒ２を更に となるように各々設定すれば、(4)式は、 ＶＸ＝ｄ ……(5) となる。すなわち、Ｒ１〜Ｒ４をＲ1＝Ｒ4，Ｒ2＝Ｒ3， となるように各々設定すれば、出力端子４ｂの電圧はｄ
になるから、出力端子４ａ，４ｂ間に得られる電圧は、
歪電圧ｄが相殺されて、Ｖだけになることが解る。
になるから、出力端子４ａ，４ｂ間に得られる電圧は、
歪電圧ｄが相殺されて、Ｖだけになることが解る。
なお、この第１図に示す実施例において、定数ｋが「1/
20」であるとして、Ｒ１およびＲ４を１ＫΩ、またＲ２
およびＲ３を２０ＫΩに各々設定した場合、入力される
交流電圧（Ｖ＋ｄ）がAC１００Ｖであれば、増幅器７の
各入力端子の電圧は±７Ｖを越えることはないから、直
流電圧源５ａ，５ｂの電圧Ｅは、各々１０Ｖ程度で充分
であり、したがつて出力端子４ａ，４ｂ間に流す負荷電
流が大きくても、前記歪除去回路３（特に増幅器７）に
おける損失は極めて少ない。例えば、この損失は前記負
荷電流が１Ａ程度の時、最大で２０〜３０Ｗ程度であ
る。
20」であるとして、Ｒ１およびＲ４を１ＫΩ、またＲ２
およびＲ３を２０ＫΩに各々設定した場合、入力される
交流電圧（Ｖ＋ｄ）がAC１００Ｖであれば、増幅器７の
各入力端子の電圧は±７Ｖを越えることはないから、直
流電圧源５ａ，５ｂの電圧Ｅは、各々１０Ｖ程度で充分
であり、したがつて出力端子４ａ，４ｂ間に流す負荷電
流が大きくても、前記歪除去回路３（特に増幅器７）に
おける損失は極めて少ない。例えば、この損失は前記負
荷電流が１Ａ程度の時、最大で２０〜３０Ｗ程度であ
る。
次に第２図は、第１図に示した実施例の具体回路の一例
を示し、この図において第１図の各部に対応する部分に
は各々同一の符号が付してある。
を示し、この図において第１図の各部に対応する部分に
は各々同一の符号が付してある。
第２図において、直流電圧源５は、トランス１１と、こ
のトランス１１の２次巻線１１ａの出力を整流するブリ
ツジ形の整流回路１２と、この整流回路１２の正負整流
出力を各々平滑する平滑用のコンデンサ１３ａ，１３ｂ
とを有してなるもので、端子１４ａに電圧＋Ｅが、また
端子１４ｂには電圧−Ｅが各々得られるようになつてい
る。また増幅器７は、抵抗６，８の接続点の電位と、抵
抗９，１０の接続点の電位とを差動増幅する差動増幅部
１５（歪検出手段）と、この差動増幅部１５の出力にバ
イアス電圧を付与するバイアス部１６と、このバイアス
部１６によつてバイアスが付与された前記差動増幅部１
５の出力によつて駆動させる電圧増幅部１７（加算手
段）とから構成されている。
のトランス１１の２次巻線１１ａの出力を整流するブリ
ツジ形の整流回路１２と、この整流回路１２の正負整流
出力を各々平滑する平滑用のコンデンサ１３ａ，１３ｂ
とを有してなるもので、端子１４ａに電圧＋Ｅが、また
端子１４ｂには電圧−Ｅが各々得られるようになつてい
る。また増幅器７は、抵抗６，８の接続点の電位と、抵
抗９，１０の接続点の電位とを差動増幅する差動増幅部
１５（歪検出手段）と、この差動増幅部１５の出力にバ
イアス電圧を付与するバイアス部１６と、このバイアス
部１６によつてバイアスが付与された前記差動増幅部１
５の出力によつて駆動させる電圧増幅部１７（加算手
段）とから構成されている。
次に、第３図は、第１図に示した実施例における同期信
号発生回路２の具体回路の一例を示す回路図である。
号発生回路２の具体回路の一例を示す回路図である。
この図において、１８は入力端子２ａに入力される交流
電圧を入力端子２ｂの電位と比較する第１の比較器であ
り、１９はこの比較器１８の出力電圧をツエナーダイオ
ード２０のツエナー電圧ＶＺによつて電圧＋ＶＺと電圧
−ＶＺとを上下限値として制限する第１のリミツタ回路
である。また、２１はこのリミツタ回路１９の出力を積
分する第１のミラー積分回路、２２はこの第１のミラー
積分回路２１の出力電圧を入力端子２ｂの電位と比較す
る第２の比較器である。さらに、２３はこの第２の比較
器２２の出力電圧をツエナーダイオード２４のツエナー
電圧ＶZ′によつて＋ＶZ′と−ＶZ′とを各々上下限値
として制限する第２のリツタ回路であり、また２５はこ
の第２のリミツタ回路２３の出力を積分する第２のミラ
ー積分回路であり、またサインシエーパ２６はこの第２
のミラー積分回路２５の出力（この出力は三角波であ
る）を正弦波に変換する回路である。なお、この図にお
いて、比較器１８，２２は、オープンコレクタ出力とな
つているため、これら各出力端子には、正電圧を供給す
るための抵抗と、正負の出力特性を調整するためのダイ
オードが各々接続されている。
電圧を入力端子２ｂの電位と比較する第１の比較器であ
り、１９はこの比較器１８の出力電圧をツエナーダイオ
ード２０のツエナー電圧ＶＺによつて電圧＋ＶＺと電圧
−ＶＺとを上下限値として制限する第１のリミツタ回路
である。また、２１はこのリミツタ回路１９の出力を積
分する第１のミラー積分回路、２２はこの第１のミラー
積分回路２１の出力電圧を入力端子２ｂの電位と比較す
る第２の比較器である。さらに、２３はこの第２の比較
器２２の出力電圧をツエナーダイオード２４のツエナー
電圧ＶZ′によつて＋ＶZ′と−ＶZ′とを各々上下限値
として制限する第２のリツタ回路であり、また２５はこ
の第２のリミツタ回路２３の出力を積分する第２のミラ
ー積分回路であり、またサインシエーパ２６はこの第２
のミラー積分回路２５の出力（この出力は三角波であ
る）を正弦波に変換する回路である。なお、この図にお
いて、比較器１８，２２は、オープンコレクタ出力とな
つているため、これら各出力端子には、正電圧を供給す
るための抵抗と、正負の出力特性を調整するためのダイ
オードが各々接続されている。
この第３図に示す回路によれば、入力端子２ａ，２ｂ間
に第４図(イ)に示すような交流電圧（この交流電圧には
通常歪が含まれている）が印加されると、この交流電圧
は比較器１８によつて入力端子２ｂの電位と比較され、
かつこの比較器１８の比較出力はリミツタ回路１９によ
つて上下限値が制限されるから、リミツタ回路１９の出
力端には、同図(ロ)に示すような位相が反転した矩形波
が得られる。そしてこの第４図(ロ)の信号は、ミラー積
分回路２１によつて積分されるから、このミラー積分回
路２１の出力端には、同図(ハ)に示すような三角波が得
られる。次に、この三角波は、比較器２２によつて、入
力端子２ｂの電位と比較され、かつこの比較出力はリミ
ツタ回路２３によつて上下限値が制限されるから、この
リミツタ回路２３の出力端には、第４図(ニ)に示すよう
な矩形波が得られる。そして、この矩形波は、ミラー積
分回路２５によつて積分されるから、このミラー積分回
路２５の出力端には第４図(ホ)に示すような三角波、す
なわち前記入力端子２ａに印加された交流電圧と周波数
および位相が完全に同期した三角波が得られる。この三
角波は、サインシエーパ２６によつて正弦波（第４図
(ヘ)）に変換された後、出力端子２ｃから出力される。
に第４図(イ)に示すような交流電圧（この交流電圧には
通常歪が含まれている）が印加されると、この交流電圧
は比較器１８によつて入力端子２ｂの電位と比較され、
かつこの比較器１８の比較出力はリミツタ回路１９によ
つて上下限値が制限されるから、リミツタ回路１９の出
力端には、同図(ロ)に示すような位相が反転した矩形波
が得られる。そしてこの第４図(ロ)の信号は、ミラー積
分回路２１によつて積分されるから、このミラー積分回
路２１の出力端には、同図(ハ)に示すような三角波が得
られる。次に、この三角波は、比較器２２によつて、入
力端子２ｂの電位と比較され、かつこの比較出力はリミ
ツタ回路２３によつて上下限値が制限されるから、この
リミツタ回路２３の出力端には、第４図(ニ)に示すよう
な矩形波が得られる。そして、この矩形波は、ミラー積
分回路２５によつて積分されるから、このミラー積分回
路２５の出力端には第４図(ホ)に示すような三角波、す
なわち前記入力端子２ａに印加された交流電圧と周波数
および位相が完全に同期した三角波が得られる。この三
角波は、サインシエーパ２６によつて正弦波（第４図
(ヘ)）に変換された後、出力端子２ｃから出力される。
次に、第５図は、第４図に示した同期信号発生回路２に
おけるサインシエーパ２６の具体回路の一例を示す回路
図である。
おけるサインシエーパ２６の具体回路の一例を示す回路
図である。
この図に示すサインシエーパ２６は、入力端子２６ａに
供給される三角波の電圧（ミラー積分回路２５の出力）
と、基準となる電位（入力端子２ｂの電位）とを比較す
る比較器２７と、この比較器２７の出力端子と基準電位
との間に順次直列に接続された分圧用の抵抗２８−１〜
２８−ｎと、これら抵抗２８−１〜２８−ｎの各接続点
に得られる電圧Ｖ-1〜Ｖ-(n-1)と前記入力端子２６ａの
電位とを各々比較する比較器２９−１〜２９-(n-1)と、
これら比較器２９−１〜２９-(n-1)の各出力端子と出力
端子２６ｂとの間に各々介挿される抵抗３０−１（値γ
-1）〜抵抗３０-(n-1)（値γ-(n-1)）と、入力端子２６
ａと出力端子２６ｂとの間に介挿された抵抗３１（値γ
-0）とを有して構成されたものである。この場合、比較
器２７は、その入力端子の電位が入力端子の電位よ
り高ければその出力端子から正の所定電圧を出力し、ま
たこの逆の入力条件においては、同出力端子から負の所
定電圧を出力する。また、各比較器２９−１〜２９
-(n-1)は、入力端子の電位が入力端子の電位より高
ければ出力端子が基準電位に対して低インピーダンスと
なり、またこの逆の入力条件においては同出力端子が高
インピーダンスになる。
供給される三角波の電圧（ミラー積分回路２５の出力）
と、基準となる電位（入力端子２ｂの電位）とを比較す
る比較器２７と、この比較器２７の出力端子と基準電位
との間に順次直列に接続された分圧用の抵抗２８−１〜
２８−ｎと、これら抵抗２８−１〜２８−ｎの各接続点
に得られる電圧Ｖ-1〜Ｖ-(n-1)と前記入力端子２６ａの
電位とを各々比較する比較器２９−１〜２９-(n-1)と、
これら比較器２９−１〜２９-(n-1)の各出力端子と出力
端子２６ｂとの間に各々介挿される抵抗３０−１（値γ
-1）〜抵抗３０-(n-1)（値γ-(n-1)）と、入力端子２６
ａと出力端子２６ｂとの間に介挿された抵抗３１（値γ
-0）とを有して構成されたものである。この場合、比較
器２７は、その入力端子の電位が入力端子の電位よ
り高ければその出力端子から正の所定電圧を出力し、ま
たこの逆の入力条件においては、同出力端子から負の所
定電圧を出力する。また、各比較器２９−１〜２９
-(n-1)は、入力端子の電位が入力端子の電位より高
ければ出力端子が基準電位に対して低インピーダンスと
なり、またこの逆の入力条件においては同出力端子が高
インピーダンスになる。
しかして、この第５図に示すサインシエーパ２６によれ
ば、ｎ＝４とし、かつ抵抗２８−１〜２８-4の各抵抗値
を比較器２７の出力電圧の各分圧電圧Ｖ1〜Ｖ3（または
電圧-Ｖ1〜-Ｖ3）が各々第６図に示すような電圧レベル
になるように設定すれば、同図に示すように三角波の電
圧Ｖａが入力端子２６ａに供給された場合、同電圧Ｖａ
がＯＡから電圧Ｖ３に到達するまでは、比較器２９−１
〜２９−３の出力端子は全て高インピーダンスであるか
ら、出力端子２６ｂの電圧Ｖｂは電圧Ｖａに等しくな
り、また電圧Ｖａが電圧Ｖ３を越え電圧Ｖ２に到達する
までは比較器２９−３の出力端子だけが低インピーダン
スとなつて同出力端子が基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つて緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ２を越
えて電圧Ｖ１に到達するまでは、比較器２９−２，２９
−３の各出力端子が共に基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つてより緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ１
を越えて上限値に到達するまでは、比較器２９−１〜２
９−３の各出力端子が全て基準電位になるから、電圧Ｖ
ｂは に従つて更に緩やかに上昇する。なお、電圧Ｖａが上限
値から下限値まで下降する間、および同電圧Ｖａが下限
値からＯＶに上昇するまでの間においても上述した動作
原理に基づいて電圧Ｖｂが変化する。
ば、ｎ＝４とし、かつ抵抗２８−１〜２８-4の各抵抗値
を比較器２７の出力電圧の各分圧電圧Ｖ1〜Ｖ3（または
電圧-Ｖ1〜-Ｖ3）が各々第６図に示すような電圧レベル
になるように設定すれば、同図に示すように三角波の電
圧Ｖａが入力端子２６ａに供給された場合、同電圧Ｖａ
がＯＡから電圧Ｖ３に到達するまでは、比較器２９−１
〜２９−３の出力端子は全て高インピーダンスであるか
ら、出力端子２６ｂの電圧Ｖｂは電圧Ｖａに等しくな
り、また電圧Ｖａが電圧Ｖ３を越え電圧Ｖ２に到達する
までは比較器２９−３の出力端子だけが低インピーダン
スとなつて同出力端子が基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つて緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ２を越
えて電圧Ｖ１に到達するまでは、比較器２９−２，２９
−３の各出力端子が共に基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つてより緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ１
を越えて上限値に到達するまでは、比較器２９−１〜２
９−３の各出力端子が全て基準電位になるから、電圧Ｖ
ｂは に従つて更に緩やかに上昇する。なお、電圧Ｖａが上限
値から下限値まで下降する間、および同電圧Ｖａが下限
値からＯＶに上昇するまでの間においても上述した動作
原理に基づいて電圧Ｖｂが変化する。
しかして、この第６図に示すようなサインシエーパ２６
によれば、ｎとして適切な値を選択すれば、入力される
三角波の電圧Ｖａを、極めて正弦波に近い電圧Ｖｂに変
換することができる。
によれば、ｎとして適切な値を選択すれば、入力される
三角波の電圧Ｖａを、極めて正弦波に近い電圧Ｖｂに変
換することができる。
以上の説明から明らかなように、この発明による交流電
圧歪除去回路は、入力される交流電圧の波形を矩形波に
変換する矩形波生成手段および前記矩形波を正弦波にす
る正弦波生成手段からなり前記交流電圧に同期した一定
波形の同期信号を出力する同期信号発生手段と、前記交
流電圧と前記同期信号とを比較して前記交流信号に含ま
れる歪成分を検出する歪検出手段と、前記交流電圧に前
記歪検出手段の検出出力を加算して同歪成分を相殺する
ようにしたので、以下の効果を奏することができる。
圧歪除去回路は、入力される交流電圧の波形を矩形波に
変換する矩形波生成手段および前記矩形波を正弦波にす
る正弦波生成手段からなり前記交流電圧に同期した一定
波形の同期信号を出力する同期信号発生手段と、前記交
流電圧と前記同期信号とを比較して前記交流信号に含ま
れる歪成分を検出する歪検出手段と、前記交流電圧に前
記歪検出手段の検出出力を加算して同歪成分を相殺する
ようにしたので、以下の効果を奏することができる。
歪を含んだ商用交流電圧を一旦矩形波にしてからサイ
ン波にしているので、周波数および位相が完全に同期し
た基準信号が得られる。したがって、歪成分を高精度に
抽出して打ち消すことができる。
ン波にしているので、周波数および位相が完全に同期し
た基準信号が得られる。したがって、歪成分を高精度に
抽出して打ち消すことができる。
また、新たにサイン波を生成するようにしているの
で、基準信号は常に正確なサイン波となる。この場合
に、生成されるサイン波は、入力交流電圧の電圧値の変
動の影響を受けないから、電圧変動成分も良好に検出す
ることができる。
で、基準信号は常に正確なサイン波となる。この場合
に、生成されるサイン波は、入力交流電圧の電圧値の変
動の影響を受けないから、電圧変動成分も良好に検出す
ることができる。
さらに、歪成分だけを用いて歪を除去するから、必要
とされる電力は極めて少なく、しかも回路構成が簡単で
あるから安価に提供することが可能であり、過程用のオ
ーディオ機器等に用いて好適である。
とされる電力は極めて少なく、しかも回路構成が簡単で
あるから安価に提供することが可能であり、過程用のオ
ーディオ機器等に用いて好適である。
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は同実施例の具体回路の一例を示す回路図、第３図は
同実施例における同期信号発生回路２の具体回路の一例
を示す回路図、第４図は同具体回路の動作を説明するた
めの波形図、第５図は第４図に示す回路におけるサイン
シエーパ２６の具体回路の一例を示す回路図、第６図は
同具体回路の動作を説明するための波形図である。 １ａ，１ｂ……入力端子、２……同期信号発生手段（同
期信号発生回路）、３……歪検出手段および加算手段
（歪除去回路）、４ａ，４ｂ……出力端子、５，５ａ，
５ｂ……直流電圧源、６，８，９，１０……抵抗、７…
…増幅器。
図は同実施例の具体回路の一例を示す回路図、第３図は
同実施例における同期信号発生回路２の具体回路の一例
を示す回路図、第４図は同具体回路の動作を説明するた
めの波形図、第５図は第４図に示す回路におけるサイン
シエーパ２６の具体回路の一例を示す回路図、第６図は
同具体回路の動作を説明するための波形図である。 １ａ，１ｂ……入力端子、２……同期信号発生手段（同
期信号発生回路）、３……歪検出手段および加算手段
（歪除去回路）、４ａ，４ｂ……出力端子、５，５ａ，
５ｂ……直流電圧源、６，８，９，１０……抵抗、７…
…増幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】入力される交流電圧の波形を矩形波に変換
する矩形波生成手段および前記矩形波を正弦波にする正
弦波生成手段からなり前記交流電圧に同期した一定波形
の同期信号を出力する同期信号発生手段と、 前記交流電圧と前記同期信号とを比較して前記交流信号
に含まれる歪成分を検出する歪検出手段と、 前記交流電圧に前記歪検出手段の検出出力を加算する加
算手段とを具備してなる交流電圧歪除去回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138917A JPH0628513B2 (ja) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | 交流電圧歪除去回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138917A JPH0628513B2 (ja) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | 交流電圧歪除去回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5928879A JPS5928879A (ja) | 1984-02-15 |
| JPH0628513B2 true JPH0628513B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=15233159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57138917A Expired - Lifetime JPH0628513B2 (ja) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | 交流電圧歪除去回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628513B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020257052A1 (en) | 2019-06-18 | 2020-12-24 | Hubbell Incorporated | Alternating current (ac) voltage regulator and method of operating the same |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010021280A1 (ja) * | 2008-08-18 | 2010-02-25 | 日本電信電話株式会社 | ベクトル合成型移相器、光トランシーバおよび制御回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55141931A (en) * | 1979-04-24 | 1980-11-06 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave eliminator |
-
1982
- 1982-08-10 JP JP57138917A patent/JPH0628513B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020257052A1 (en) | 2019-06-18 | 2020-12-24 | Hubbell Incorporated | Alternating current (ac) voltage regulator and method of operating the same |
| EP3987378A4 (en) * | 2019-06-18 | 2023-06-21 | Hubbell Incorporated | AC VOLTAGE REGULATORS AND METHODS OF OPERATION THEREOF |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5928879A (ja) | 1984-02-15 |
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