JPH06324093A - オーディオ信号のスペクトル表示装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 符号化オーディオ信号入力端子１１に入力さ
れた符号化オーディオ信号は時間窓掛け手段１２に送ら
れ、複数の時間分割ブロックが生成される。上記複数の
時間分割ブロックに応じたスペクトルがスペクトル算出
手段１３で算出され、上記算出されたスペクトルは表示
信号形成手段１４でスペクトル表示用信号に変換された
後、上記スペクトル表示用信号はスペクトル表示手段１
５上で表示される。 【効果】 従来の装置よりも精確な分解能を持ち、構成
を簡単にすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、符号化されたオーディ
オ信号をスペクトル毎に表示するオーディオ信号のスペ
クトル表示装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】磁気テープ上に歪み等が無いように記録
を行うためには、信号レベルが所定の閾値を越えないよ
うにすることが必要である。従って、記録時の真の信号
レベルを判別するために、多くの市販品のカセットレコ
ーダ等にはレベルメータが備わっている。このレベルメ
ータは、左右のステレオチャンネルの両方の信号レベル
を表示する。また、このレベルメータは原始的なスペク
トル表示装置と考えることもでき、全周波数スペクトル
に渡る単一の周波数帯において時間毎に変化する信号レ
ベルを表示する。最近では、この概念は幾つかの周波数
帯において時間毎に変化する信号レベルを表示するもの
に拡張されている。このスペクトル表示装置は、市販の
オーディオ製品等に備えられ、ＬＣＤスクリーン等の表
示装置上に表示されている。このスペクトル表示装置
は、記録を行うときに用いるか否かにかかわらず、オー
ディオ製品の一般的なセールスポイントにもなってい
る。

【０００３】近年、オーディオ及びビデオ産業は急速に
変化しており、例えば、テレビの画面の品質は良くな
り、この画面の改良に伴い、より高品質の音声が要求さ
れる。よって、テレビ及びビデオの音声の質は、商業用
のオーディオシステムの音声の質に近づき始めている。
そして、例えばビデオ番組のサウンドトラックを再編成
するための商業用オーディオシステムを使用することが
できるようになることによって、商業用のオーディオ、
ビデオ及びテレビジョン装置は、より高度に統合される
べきである。将来的には、上記より高度に統合されたシ
ステムが現れることが期待される。

【０００４】オーディオの領域ではすでに急速な変化が
あり、いわゆるミニディスク（ＭＤ:MiniDisc)やいわゆ
るディジタルコンパクトカセット（ＤＤＣ:Digital Com
pactCassette)のような低減されたビットレートによる
オーディオシステムが生産されている。これらのオーデ
ィオシステムは、所定の時間及び周波数の領域内の音声
のエネルギを表す量子化係数の形態のオーディオの情報
を伝送する。現在のオーディオシステムは本来的にオー
ディオ用途のために考えられたものであるが、今後はテ
レビ及びビデオの音声が、上記オーディオシステムや上
記オーディオシステムと同様なシステムを使用して伝送
されることが考えられる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記スペク
トル表示装置においては、符号化されたデータ信号を表
示するために、個々のシステムにおいて必要なスペクト
ル信号に修正しなければならず、上記符号化されたデー
タ信号を周波数領域に変換するための装置が必要とされ
る。

【０００６】そこで、本発明は上述の実情に鑑み、従来
よりも精確な分解能を持ち、構成が簡単なスペクトル表
示装置を提供するものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係るオーディオ
信号のスペクトル表示装置は、符号化された入力オーデ
ィオ信号の時間ブロックを選択する時間窓掛け手段と、
上記窓掛け手段により窓掛けされた信号の時間ブロック
の上記入力信号から表示用のスペクトル特性を算出する
スペクトル算出手段と、上記スペクトル算出手段により
算出されたスペクトル特性を具体的な表示信号に変換形
成するための表示信号形成手段とを備えて成ることによ
り上述した課題を解決する。

【０００８】ここで、上記表示信号形成手段により出力
される表示信号を表示する表示装置を備えることが好ま
しい。また、上記表示装置としてはＬＣＤ表示装置又は
テレビジョンを挙げることができる。また、外部の表示
装置に接続される機器を使用するための出力端子を設け
てもよい。

【０００９】さらに、上記符号化された入力オーディオ
信号は２チャンネルのステレオオーディオ信号から成る
ことが考えられる。

【００１０】また、上記符号化された入力オーディオ信
号は、時間及び周波数の領域内の信号のエネルギに相当
する係数を備え、上記係数は時間と周波数とにより均一
に又は不均一に分割される時間−周波数係数とすればよ
い。また、上記時間窓掛け手段によって使用される時間
ブロックは、上記符号化された入力オーディオ信号の時
間分割に対応させればよい。さらに、上記時間窓掛け手
段によって使用される時間ブロックは、上記符号化され
たオーディオ信号の不均一な時間分割であることを特徴
とする。

【００１１】上記符号化された入力オーディオ信号の時
間−周波数係数を不均一に分割するために時間と周波数
とを不均一に分割することにより、スペクトル特性又は
複数の特性を算出することを特徴とする。

【００１２】上記オーディオ信号の時間−周波数係数
は、単一もしくは複数の係数が、上記係数の最大値を示
すスケールファクタ及びそれぞれの係数を得るために使
用されるビット数を示すワードレングスにより符号化さ
れるブロックフローティング処理により符号化されるこ
とを特徴とする。

【００１３】また、上記オーディオ信号の時間−周波数
係数は、サブバンド符号化に基づいた時間−周波数変換
により生成され、単一のサブバンドからの連続した時間
ブロックの係数が上記単一のワードレングス及びスケー
ルファクタにより符号化されるブロックフローティング
アルゴリズムにより符号化されることを特徴とする。

【００１４】上記ブロックフローティングアルゴリズム
は、一定間隔でそれぞれのサブバンドにスケールファク
タを供給するように固定された時間ブロックに対して作
用するものであることを特徴とする。

【００１５】また、上記ブロックフローティングアルゴ
リズムは、入力されたオーディオ信号のスペクトル特性
に基づいた可変レートにより上記スケールファクタの値
を供給するように不均一な時間ブロックに対して作用す
るものであることを特徴とする。

【００１６】さらに、上記ブロックフローティングアル
ゴリズムは、異なるサブバンドの異なるレートにより上
記スケールファクタの値を供給するように不均一な時間
ブロックに対して作用するものであることを特徴とす
る。

【００１７】上記オーディオ信号の時間−周波数係数
は、変換符号化に基づいた時間−周波数変換により生成
されることを特徴とする。

【００１８】また、上記オーディオ信号の時間−周波数
係数は、上記変換がそれぞれのサブバンド信号に適合さ
れるようなサブバンド及び変換符号化の組合せに基づい
た時間−周波数変換により生成されることを特徴とす
る。

【００１９】さらに、上記オーディオ信号の時間−周波
数係数は、単一の変換出力に属する、隣接する周波数の
係数のブロックを単一のワードレングス及びスケールフ
ァクタにより符号化するブロックフローティングアルゴ
リズムにより符号化されることを特徴とする。

【００２０】ここで、上記ブロックフローティングアル
ゴリズムは、一定の時間間隔で固定された周波数範囲に
相当する上記スケールファクタの値を供給するように固
定された時間及び周波数に対して作用するものであるこ
とを特徴とする。

【００２１】また、上記ブロックフローティングアルゴ
リズムは、可変レートによるスケールファクタの値を供
給するように可変的な時間及び周波数に対して作用する
ものであることを特徴とする。

【００２２】さらに、上記ブロックフローティングアル
ゴリズムは、上記スケールファクタの値が固定レートで
供給されるように、増加した時間分解能は減少した周波
数分解能、又は減少した時間分解能は増加した周波数分
解能により補われる可変的な時間及び周波数に対して作
用するものであることを特徴とする。

【００２３】上記スペクトル算出手段は、上記スペクト
ル特性又は複数の特性を算出するために上記符号化され
た入力オーディオ信号から上記スケールファクタを抽出
し、使用することを特徴とする。

【００２４】また、上記スペクトル算出手段は、算出さ
れたそれぞれのスペクトルの時間ブロックに相当するス
ケールファクタを直接に出力することにより上記スペク
トル特性又は複数の特性を生成することを特徴とする。

【００２５】ここで、上記表示装置は、上記スケールフ
ァクタが周波数軸に沿った不均一なレートにより供給さ
れる場合に、時間が一定間隔であるスペクトル出力を生
成するために上記スケールファクタを緩衝する時間軸処
理のサブシステムを含むことを特徴とする。

【００２６】また、上記表示装置は、上記スケールファ
クタが周波数軸に沿った不均一なレートにより供給され
る場合に、受信されるそれぞれの新しいスケールファク
タ又はスケールファクタのグループの新しいスペクトル
出力を生成する時間軸処理のサブシステムを含むことを
特徴とする。

【００２７】

【作用】本発明においては、従来よりも精確な分解能を
持つスペクトル信号を簡易に表示することができる。

【００２８】

【実施例】以下、本発明の好ましい実施例について、図
面を参照しながら説明する。

【００２９】図１は、本発明に係るオーディオ信号のス
ペクトル表示装置の基本概念を説明するための図であ
り、図２には、本発明に係るオーディオ信号のスペクト
ル表示装置を使用した一例を示す。

【００３０】図１の符号化オーディオ信号入力端子１１
から符号化オーディオ信号が入力され、時間窓掛け手段
１２に送られる。この符号化オーディオ信号は、時間に
応じて変化するスペクトルを持つため、上記符号化オー
ディオ信号から上記時間窓掛け手段１２において複数の
時間分割ブロックを生成する。上記それぞれの時間分割
ブロックのスペクトルは、スペクトル算出手段１３にお
いて算出され、表示信号形成手段１４に送られる。この
表示信号形成手段１４では、上記算出されたスペクトル
が変換されてスペクトル表示用信号が形成された後、ス
ペクトル表示手段１５においてスペクトルが表示され
る。

【００３１】上記スペクトル表示手段１５には、従来の
オーディオ装置に設けられているＬＣＤ表示装置やＬＥ
Ｄ表示装置だけではなく、図２に示すようなテレビ装置
１６を用いることも可能である。この場合には、上記符
号化オーディオ信号入力端子１１からのオーディオ信号
は、テレビ信号に相当するオーディオ信号、もしくはラ
ジオ又はコンパクトディスクプレーヤ等のような外部オ
ーディオ装置から受信されるオーディオ信号のどちらか
である。

【００３２】さらに、図３には、上記スペクトル表示手
段１５において、本発明によるスペクトル表示部が処理
ブロックから物理的に分離している場合の基本構成の一
例を示す。

【００３３】オーディオ信号変換部３０内のスペクトル
表示用信号の出力のための接続部１７は、テレビ装置３
１内のスペクトル表示用信号を入力するための接続部１
８と接続されており、上記テレビ装置３１内には上記接
続部１８を介して入力されたスペクトル表示用信号をス
ペクトルとして表示する表示部１９が含まれている。上
記オーディオ装置３０と上記テレビ装置３１とは、より
高度に統合されている。図２及び図３における時間窓掛
け手段１２、スペクトル算出手段１３、表示信号形成手
段１４は、図１の各部と同様であるため、対応する部分
に同じ参照番号を付して説明を省略する。

【００３４】次に、上記時間窓掛け手段１２及びスペク
トル算出手段１３を介すことにより生成されるスペクト
ルを算出するための具体的な実施例を後述する。

【００３５】先ず、本発明の第１の実施例の概略的な構
成を図４に示す。

【００３６】符号化オーディオ信号入力端子４１より入
力される符号化オーディオ信号は、いわゆるＭＤ（ミニ
ディスク）やいわゆるＤＣＣ（ディジタルコンパクトカ
セット）等に用いられているような低減されたビットレ
ートを生成するオーディオ信号符号化装置からの出力信
号である。

【００３７】ここで、図５に通常のオーディオ信号の符
号化及び復号化の概略的な構成を示す。オーディオ信号
入力端子５１から入力されたオーディオ信号は、オーデ
ィオ信号符号化手段５２において符号化され、データ伝
送又は記録手段５３を介して他のオーディオ装置へ伝送
されたり、種々の記録媒体へ記録されたりする。上記デ
ータ伝送又は記録された信号は、オーディオ信号復号化
手段５４において復号化され、オーディオ信号出力端子
５５より出力される。

【００３８】図６には、図５のオーディオ信号符号化手
段５２の概略的な構成を示す。時間−周波数分析部６１
では、時間領域のオーディオ信号を、時間と周波数の空
間に配置される時間−周波数の成分に分割する。この時
間−周波数の成分は、ビット割当処理部６２及びスペク
トル量子化部６３に送られる。上記ビット割当処理部６
２では、スペクトルの量子化により発生する量子化ノイ
ズが最小可聴になるように、心理的音響モデル６４に基
づいて量子化ビット数を割り当て、この量子化ビット数
を上記スペクトル量子化部６３に送る。また、スケール
ファクタやワードレングス等の各パラメータが出力され
る。上記スペクトル量子化部６３では、上記時間−周波
数分析部６１からの出力である時間−周波数の成分が、
上記ビット割当処理部６２からの出力によって量子化さ
れた後、スペクトル信号が出力される。

【００３９】通常、上記スペクトル量子化部６３ではブ
ロックフローティングによる量子化方法が用いられる。
この量子化方法では、先ず、時間−周波数の成分がスケ
ールファクタにより標準化された後に、設定されたワー
ドレングスで量子化される。このビット割当処理では、
それぞれの時間ブロックに対して適切なスケールファク
タ及びワードレングスを決定する。このスケールファク
タは、一般的に、固定された複数のパラメータ中から選
択される値である。また、それぞれのブロックに対して
選択されたスケールファクタは、最小のスケールファク
タであるが、この最小のスケールファクタはブロック内
の全ての時間及び周波数の係数の大きさよりも大きい。

【００４０】よって、このスケールファクタは、時間及
び周波数の係数のブロックの時間及び周波数範囲内のオ
ーディオ信号のエネルギに近似した値である。従って、
時間上の特定時点における全周波数範囲に相当する複数
のスケールファクタは、スペクトル信号の有効な近似値
として使用することができる。

【００４１】実際には、上記オーディオ信号符号化手段
５２による動作は、図１の時間窓掛け手段１２及びスペ
クトル算出手段１３において行われている。図４におい
て、上記ブロックフローティングアルゴリズムによる各
パラメータは符号化データ抽出手段４２により抽出さ
れ、このスケールファクタのデータは上記表示信号形成
手段１４を通してスペクトル表示手段１５まで送られ
る。上記符号化データ抽出手段４２は、図５のオーディ
オ信号復号化手段５４内の一部分である。この第１の実
施例による方法では、時間毎に変化するスペクトル信号
が高効率、且つ簡単に算出され、表示される。

【００４２】次に、本発明の第２の実施例の概略的な構
成を図７に示す。

【００４３】この第２の実施例によるスペクトル表示装
置においては、符号化オーディオ信号入力端子４１に可
変の時間分解能を持つ符号化オーディオ信号が入力され
る場合（第１のケース）、または表示信号形成手段１４
及びスペクトル表示手段１５の時間分解能が入力される
符号化オーディオ信号の分解能とは異なる場合（第２の
ケース）のスペクトル信号の算出を考える。

【００４４】この第２の実施例によれば、上記符号化オ
ーディオ信号入力端子４１に入力された符号化オーディ
オ信号は、符号化データ抽出手段４２によりスケールフ
ァクタ、ワードレングス、係数等が抽出されて時間軸処
理手段４３に送られる。上記それぞれの値は、上記時間
軸処理手段４３で保持することにより、一定の時間間隔
のスケールファクタのデータを上記表示信号形成手段１
４に供給する。上記表示信号形成手段１４によりスペク
トル表示用信号が形成され、このスペクトル表示用信号
は上記スペクトル表示手段１５に供給されて、スペクト
ルが表示される。

【００４５】上記第１のケースは可変な時間分解能を持
つ入力オーディオ信号の場合であり、上記オーディオ信
号符号化手段５２内の時間−周波数分析部６１により分
配されるブロックが可変であるときに生じる。また、上
記時間−周波数分析部６１が時間により変化する分析窓
を持つときにも生じる。この方法は、振幅変化の激しい
信号の振幅中に分析窓が短すぎるために信号の振幅部分
に生じるプリエコーを防止するために使用される。

【００４６】第１のケースは、可変的なレートのスケー
ルファクタが図７の時間軸処理手段４３に入力され、上
記表示信号形成手段１４により要求される固定されたレ
ートに変換されて出力される。ここで、幾つかのスケー
ルファクタが単一の周波数帯で受信されるならば、上記
時間軸処理手段４３では、例えば平均値、もしくは最大
値のような最も近似するスケールファクタが選択され
る。また、与えられた周波数帯が現在の時間ブロック内
に新しいスケールファクタを受信しなければ、以前のス
ケールファクタが使用されることになる。

【００４７】さらに、第１のケースにおいて、表示レー
トは新しいスケールファクタが受信されたときの最大レ
ートよりも大きいならば、上記時間軸処理手段４３は、
上記スペクトル表示手段１５がそれぞれの新しいスケー
ルファクタに対して対応することを確実にするバッファ
として動作する。このように、上記スペクトル表示手段
１５は、上記周波数帯が短い分析モードにより入力され
るときに生成される増加したスケールファクタのレート
にも迅速に対応する。上述した動作は、一般的に信号の
振幅変化が激しい部分に生じ、上記スペクトル表示手段
１５は、自動的に上記振幅変化の激しい部分のエネルギ
の急な増加にも適応する。この適応された結果は、固定
した窓のスペクトル表示装置には有効ではない望まれた
特徴である。

【００４８】また、第２のケースは、上記スペクトル表
示手段１５の分解能とは異なる時間分解能を持つ入力オ
ーディオ信号の場合であり、上記時間軸処理手段４３は
それぞれの表示サイクル中に受信された全スケールファ
クタを保持する。もし、新しいスケールファクタが受信
されないならば、即ち上記表示サイクルが信号の分析窓
よりも短い場合には、上記時間軸処理手段４３は以前の
表示サイクルのスケールファクタの１つを出力する。ま
た、上記１つのスケールファクタよりも多くのスケール
ファクタを受信した場合には、上記時間軸処理手段４３
はそれぞれの周波数帯に最も近似した、即ち最大又は同
等であるスケールファクタを選択し、このスケールファ
クタを出力する。

【００４９】上述したように、一定のスペクトルの係数
は伝送されて、本発明のスペクトル表示装置により表示
される。

【００５０】さらに、本発明で用いられるスペクトルを
得るために、第３の実施例として高能率圧縮符号化方法
を用いることができる。よって、この高能率圧縮符号化
の一具体例を詳述する。即ち、オーディオＰＣＭ信号等
の入力ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、
適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビット割当ての各技
術を用いて高能率符号化する技術について、図８以降を
参照しながら説明する。

【００５１】図８に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じで、よ
り高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を広
く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って得られた
周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する人
間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティ
カルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティング
効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適応
的にビット割当して符号化している。通常、このブロッ
クが量子化雑音発生ブロックとなる。さらに、本発明実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、該ブロック単位でフローティング処理を行ってい
る。

【００５２】即ち、図８において、入力端子１００には
例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜
２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。
この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯
域分割フィルタ１０１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１１
ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域（高域）とに分割され、０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等
の帯域分割フィルタ１０２により０〜５．５ｋＨｚ帯域
（低域）と５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域（中域）とに
分割される。帯域分割フィルタ１０１、１０２からの各
帯域の信号は直交変換ブロックサイズ決定回路１０６に
送られ、各帯域毎にブロックサイズが決定される。

【００５３】この直交変換ブロックサイズ決定回路１０
６において、ブロックサイズの長さは例えば１１．６ｍ
ｓの長さを基本とし、この長さが最大ブロックサイズと
なる。信号が時間的に準定常的である場合には、直交変
換ブロックサイズに最大ブロックサイズである１１．６
ｍｓを選択することによって周波数分解能を高め、信号
が時間的に非定常的である場合には、１１ｋＨｚ以下の
帯域では直交変換ブロックサイズをさらに４分割し、１
１ｋＨｚ以上の帯域では直交変換ブロックサイズを８分
割することにより時間分解能を高める。

【００５４】ここで上述した入力ディジタル信号を複数
の周波数帯域に分割する手法としては、例えばＱＭＦフ
ィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital Coding o
fSpeech in Subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55,No.8
1976に述べられている。また、ICASSP 83,Boston Poly
phase Quadrature Filters-A New Subband CodingTechn
ique Joseph H. Rothweiler には、等バンド幅のフィル
タ分割手法が述べられている。

【００５５】図８において、帯域分割フィルタ１０１、
１０２からの出力は、各帯域の信号毎にそれぞれ各直交
変換回路１０３、１０４、１０５に供給される。これと
同時に、上記直交変換ブロックサイズ決定回路１０６に
おいて決定されたブロックサイズは各直交変換回路１０
３、１０４、１０５に供給され、上記帯域分割フィルタ
１０１、１０２からの出力は上記ブロックサイズに応じ
てブロック化され、直交変換処理される。図９は直交変
換ブロックサイズを示したものであり、低域及び中域で
は１１．６ｍｓ（ロングモード）もしくは２．９ｍｓ
（ショートモード）のどちらかを選択し、高域では１
１．６ｍｓ（ロングモード）もしくは１．４５ｍｓ（シ
ョートモード）のどちらかを選択する。決定された直交
変換ブロックサイズ情報は、図８の端子１１１から取り
出され、復号化回路へ送られる。

【００５６】ここで、上述した直交変換としては、例え
ば入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）でブ
ロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、変更離散ＤＣＴ変
換（ＭＤＣＴ）等を行うことで時間軸を周波数軸に変換
するような直交変換がある。ＭＤＣＴについてはICASSP
1987 Subband/Transform Coding Using Filter Bank D
esigns Based on TimeDomain Aliasing Cancellation
J.P.Princen A.B.Bradley Univ. of SurreyRoyal Me
lbourne Inst. of Tech.に述べられている。

【００５７】次に、上記ビット配分算出回路１０７の一
具体例の概略構成を示すブロック回路を図１０に示す。
この図１０において、入力端子１２１には、上記各直交
変換回路１０３、１０４、１０５からの周波数軸上のス
ペクトルデータが供給されている。

【００５８】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路１２２に送られて、上記マスキング量
とクリティカルバンド及びブロックフローティングを考
慮した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内で
の各振幅値の総和を計算すること等により求められる。
この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路１２２からの出力として、例えば各バンドの総和
値のスペクトルを図１１にスペクトルＳＢとして示して
いる。ただし、この図１１では、図示を簡略化するた
め、上記マスキング量とクリティカルバンド及びブロッ
クフローティングを考慮した分割帯域数を１２バンド
（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。

【００５９】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングにおける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリューション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路２２の出力、即ち該スペクト
ルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路１２３に送られ
る。この畳込みフィルタ回路１２３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１１
中の点線で示す部分の総和がとられる。

【００６０】尚、上記マスキングとは、人間の聴覚上の
特性により、ある信号によって他の信号がマスクされて
聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキング
効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マス
キング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキン
グ効果とがある。これらのマスキング効果により、マス
キングされる部分にノイズがあったとしても、このノイ
ズは聞こえないことになる。このため、実際のオーディ
オ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは許
容可能なノイズとされる。

【００６１】ここで、上記畳込みフィルタ回路１２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００６２】上記畳込みフィルタ回路１２３からの出力
は引算器１２４に送られる。この引算器１２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器１２４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路１２５から供給されているも
のである。

【００６３】即ち、許容ノイズレベルに対応するレベル
αは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に与え
られる番号をｉとすると、次の（１）式で求めることが
できる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（１） この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）
式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例では、ｎ
＝３８、ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、
良好な符号化が行える。

【００６４】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは割算器１２６に伝送される。この割算
器１２６は、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリューションするためのものである。従って、
この逆コンボリューション処理を行うことにより、上記
レベルαからマスキングスペクトルが得られるようにな
る。即ち、このマスキングスペクトルが許容ノイズスペ
クトルとなる。なお、上記逆コンボリユーション処理は
複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡略化した割
算器１２６を用いて逆コンボリューションを行ってい
る。

【００６５】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路１２７を介して減算器１２８に伝送される。ここ
で、この減算器１２８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路１２２からの出力、即ち前述したスペクトルＳＢ
が、遅延回路１２９を介して供給されている。従って、
この減算器１２８で上記マスキングスペクトルとスペク
トルＳＢとの減算演算が行われることで、図１２示すよ
うに、上記スペクトルＳＢは、該マスキングスペクトル
ＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされること
になる。

【００６６】上記減算器１２８からの出力は、許容雑音
補正回路１３０を介し、出力端子１３１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路１２８から許容雑音補正回路１３０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図８の適応ビット割当符号化回路１０８に送られるこ
とで、各直交変換回路１０３、１０４、１０５からの周
波数軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に
割り当てられたビット数で量子化されるわけである。

【００６７】即ち、要約すれば、図８の適応ビット割当
符号化回路１０８では、上記マスキング量とクリティカ
ルバンド及びブロックフローティングを考慮した各分割
帯域のエネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との
差分のレベルに応じて割当てられたビット数で、上記各
バンド毎のスペクトルデータを量子化することになる。
なお、遅延回路１２９は上記合成回路１２７以前の各回
路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路１２２からの
スペクトルＳＢを遅延させるために設けられている。

【００６８】ところで、上述した合成回路１２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路１３２から供給さ
れる図１３に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリュームの違いで異なるものとなるが、現実
的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナ
ミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがない
ので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。

【００６９】従って、このように例えばシステムの持つ
ワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない使い
方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキン
グスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイズレ
ベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレベル
は、図１３中の斜線で示す部分までとすることができる
ようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴カーブ
の４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の最低レ
ベルに合わせている。また、この図１３は、信号スペク
トルＳＳも同時に示している。

【００７０】また、上記許容雑音補正回路１３０では、
補正情報出力回路１３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器１２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１３に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００７１】ここで、上記補正情報出力回路１３３とし
て、図８の上記適応ビット割当符号化回路１０８での量
子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、最終
符号化データのビットレート目標値との間の誤差の情報
に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するようにし
てもよい。これは、全てのビット割当単位ブロックに対
して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた総ビ
ット数が、最終的な符号化出力データのビットレートに
よって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を
持つことがあり、その誤差分を０とするように再度ビッ
ト割当をするものである。即ち、当該目標値よりも総割
当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総
割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って削るようにするわけである。

【００７２】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて上記補正情報出力回路１３３が各割当ビット
数を補正するための補正データを出力する。ここで、上
記誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブ
ロック当たり多くのビット数が使われることで上記デー
タ量が上記目標値よりも多くなっている場合を考えるこ
とができる。また、上記誤差データが、ビット数余りを
示すデータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少な
いビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少
なくなっている場合を考えることができる。従って、上
記補正情報出力回路１３３からは、この誤差データに応
じて、上記減算器１２８からの出力における許容ノイズ
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力さ
れるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑音
補正回路１３０に伝送されることで、上記減算器１２８
からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上
説明したようなシステムでは、メイン情報として直交変
換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータと、
サブ情報としてブロックフローティングの状態を示すス
ケールファクタ及び語長を示すワードレングスが得ら
れ、エンコーダからデコーダに送られる。

【００７３】上述したビット配分方法とは異なった有効
なビット配分方法について以下に述べる。

【００７４】適応ビット割当回路の動作を図１４で説明
する。直交変換出力、例えばＭＤＣＴ出力が、端子３０
０に供給されており、このＭＤＣＴ出力は、臨界帯域又
は高域ではさらに臨界帯域を複数個に分割した帯域、い
わゆるブロックフローティングバンド毎に帯域毎のエネ
ルギ算出回路３０１において、分割帯域毎のエネルギが
算出される。この各帯域のエネルギの代わりに振幅のピ
ーク値、平均値等が用いられることもある。

【００７５】ところで、直交変換出力であるＭＤＣＴ係
数を表現して伝送又は記録に使用することができる総ビ
ット数３０５を、１ｋビット／ブロックとすると、この
１ｋビットを用いた固定ビット配分パターン３０７を形
成する。固定ビット配分のためのビット割当パターンは
複数個用意されており、信号の性質により、種々の選択
をすることができる。このビット割当パターンには、１
ｋビットに対応する短い時間のブロックのビット量を各
周波数に分布させた種々のパターンがある。特に、本実
施例では、中低域と高域とのビット配分率を違えたパタ
ーンを複数個用意している。ここで、信号の大きさが小
さい程、高域への割当量が少ないパターンを選択するよ
うにする。このようにして、小さい信号の大きさとして
は、全帯域の信号の大きさを使用することもできるが、
さらには、フィルタなどが用いられている非ブロッキン
グ周波数分割回路の出力、もしくは直交変換出力、例え
ばＭＤＣＴ出力を利用する。また、帯域毎のエネルギか
らエネルギ依存のビット配分パターン３０６が決定され
る。このエネルギ依存のビット配分パターン３０６は、
例えば該バンドのエネルギが大きい程、多くのビットが
割り当てられるように配分する。

【００７６】上記固定ビット配分パターン３０７のビッ
ト配分と、各帯域毎のスペクトルに依存したビット配分
との分割率は、信号スペクトルの滑らかさを表す指標
（トーナリティ）により決定される。本実施例では、ス
ペクトルの滑らかさ算出回路３０２において、信号スペ
クトルの隣接値間の差の絶対値の和を、信号スペクトル
の和で割った値を算出し、この値を指標（トーナリテ
ィ）として用いている。このトーナリティが決定される
と、ビット分割率決定回路３０４において、上記分割率
が決定される。この分割率とは、固定ビット配分とエネ
ルギ依存のビット配分との重み付けを変えるための値で
ある。

【００７７】上記固定ビット配分の値は乗算器３０９
で、帯域毎（臨界帯域、又は高域では臨界帯域をさらに
複数個に細分化した帯域）のエネルギに依存したビット
配分の値は乗算器３０８でそれぞれ上記配分率を乗じ、
それらの２つの値が加算回路３１０で加えられて、端子
３１１から取り出され、量子化及び符号化の際に使用さ
れる。

【００７８】このときのビット割当の状態を図１５の
（ａ）及び図１６の（ａ）に示し、これに対応する量子
化雑音の状態を図１５の（ｂ）及び図１６の（ｂ）に示
す。

【００７９】図１５の（ａ）及び図１６の（ａ）におい
て、信号レベルａ中の固定ビット割当分による雑音レベ
ルをｂ、信号レベル依存分のよる雑音低下分をｃで示し
ている。図１５は、信号のスペクトルが割合平坦である
場合を示しており、多量の固定ビット割当分によるビッ
ト割当は、全帯域において大きい信号雑音比を取るため
に役立つ。しかし、低域及び高域では比較的少ないビッ
ト割当が使用されている。これは聴覚的に低域及び高域
の重要度が小さいためである。同時に、若干の信号レベ
ル依存のビット配分のための図１５の（ｂ）の斜線で示
される信号レベル依存分のビット量により、信号の大き
さが大きい帯域の雑音レベルが選択的に低下させられる
が、信号スペクトルが割合平坦である場合には、この選
択性も割合広い帯域に渡って作用することになる。

【００８０】これに対して、図１６に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、多量の
信号レベル依存のビット配分のための図１６の（ｂ）の
斜線で示される信号レベル依存分のビット量により、量
子化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するため
に使用される。これにより、孤立スペクトル入力信号で
の特性の向上が達成される。同時に、若干の固定ビット
割当分によるビット配分を行う分により、広い帯域の雑
音レベルが非選択的に低下させられる。

【００８１】再び、図８において、適応ビット割当符号
化回路１０８について説明する。本実施例では、例えば
２種類のビットレートのモードを持ち、例えばＡモード
を１２８ｋｂｐｓ／ｃｈａｎｎｅｌとし、ＢモードはＡ
モードの半分の６４ｋｂｐｓ／ｃｈａｎｎｎｅｌとす
る。また、本実施例では２種類のモードに限らず、複数
のモードを持つことが可能である。

【００８２】先ず、Ａモードにおける符号化方法につい
て説明する。図１７及び図１８は、Ａモードにおけるブ
ロックフローティングバンド分割の一具体例を示してい
る。図１７は直交変換ブロックサイズが１１．６ｍｓの
場合であり、図１８は直交変換ブロックサイズが低中域
で４分割、高域では８分割されている場合であるが、ど
ちらの場合でも全体のブロックフローティングバンドの
数は同じであり、５２個のバンドに分割されている。さ
らに、帯域分割フィルタの出力である各帯域毎に見る
と、低域では２０個、中高域ではそれぞれ１６個のブロ
ックフローティングがあり、この個数は直交変換ブロッ
クサイズに関係なく決まっているので、直交変換ブロッ
クサイズが帯域毎に独立に変化しても問題はない。

【００８３】例えば、低域だけ１１．６ｍｓを４分割し
たブロックサイズで、中高域は１１．６ｍｓのブロック
サイズである場合、ブロックフローティングバンドを、
低域は図１８、中高域は図１７のように分割すれば、バ
ンド数は全体として５２個となる。上記適応ビット割当
符号化回路１０８には、この５２個のブロックフローテ
ィングバンド毎にスケールファクタ及びワードレングス
の情報が与えられており、スペクトルデータは上記与え
られたスケールファクタ及びワードレングスに応じて量
子化され、符号化される。符号化データは端子１１０か
ら取り出され、記録又は伝送される。

【００８４】次に、Ｂモードの符号化方法について説明
する。Ｂモードは、ビットレートがＡモードに対して半
分になるため、Ａモードと同じ方法で符号化すると、サ
ブ情報（スケールファクタ、ワードレングス等）の量は
変わらず、メイン情報（スペクトルデータ）の量だけ現
象することになり、Ａモードに比較すると、全情報量中
のサブ情報の占める割合が増大し、符号化効率が低下す
る。ビットレートを半分にする場合は、メイン情報量だ
けではなく、サブ情報量も半減、もしくはそれ以下に削
減することが望ましい。本実施例においては、Ｂモード
におけるサブ情報量をＡモードに対して半減させるため
に、時間的に隣接する２つのブロック間でサブ情報の値
を共通に持つことで、サブ情報量の削減を達成してい
る。即ち、Ａモードにおけるサブ情報量は、基本的にブ
ロックフローティングバンド数と等しいため、５２個／
１１．６ｍｓであるが、Ｂモードにおいてはブロックフ
ローティングバンドの時間軸方向を拡張することになる
ため、５２個／２３．２ｍｓとなり、同一時間内におけ
るサブ情報量を比較すると、Ａモードに対して半分の量
となっている。

【００８５】図１９、図２０、図２１は、Ｂモードにお
けるブロックフローティングバンド分割の一具体例を示
している。

【００８６】図１９は、時間的に隣接する２つのブロッ
クの直交変換ブロックサイズが共にロングモードの場合
を示しており、実線で囲まれている領域が直交変換ブロ
ック、斜線で表示されている領域が１つのブロックフロ
ーティングバンドを表している。即ち、このブロックフ
ローティングバンドは、図１７におけるＡモードのフロ
ックフローティングバンドの時間軸方向で隣合う２つの
バンドを１つにまとめており、周波数軸方向のバンド分
割は図１７と全く同じである。

【００８７】図２０は、時間的に隣接する２つのブロッ
クの直交変換ブロックサイズが共にショートモードの場
合を示しており、図１９と同様に、実線で囲まれている
領域が直交変換ブロック、斜線で表示されている領域が
１つのブロックフローティングバンドを表している。即
ち、このブロックフローティングバンドは、図１８にお
けるＡモードのブロックフローティングバンドの時間軸
方向で隣合う２つのバンドを１つにまとめており、周波
数軸方向のバンド分割は図１８と全く同じである。

【００８８】図２１は、時間的に隣接する２つのブロッ
クの直交変換ブロックサイズが異なり、即ちショートモ
ードとロングモードの組合せである場合を示しており、
同様に実線で囲まれている領域が直交変換ブロック、斜
線で表示されている領域が１つのブロックフローティン
グバンドを表している。直交変換ブロックサイズがショ
ートモードであるブロック（図２１における０〜１１．
６ｍｓの中域と１１．６〜２３．２ｍｓの低域及び高
域）については、図２０で示したような２つのブロック
の直交変換ブロックサイズが共にショートモードの場合
と同じである。即ち、図１８におけるＡモードのブロッ
クフローティングバンドの時間軸方向で隣合う２つのバ
ンドを１つにまとめており、周波数軸方向のバンド分割
は図１８と全く同じである。逆に、直交変換ブロックサ
イズがロングモードであるブロック（図２１における０
〜１１．６ｍｓの低域及び高域と１１．６〜２３．２ｍ
ｓの中域）については、時間軸方向でバンドをまとめる
ことができないので、例外的に周波数軸方向で隣合う２
バンドを１つにまとめており、時間軸方向のバンド分割
は図１７と全く同じである。

【００８９】このように、Ｂモードにおいてはサブ情報
の数をＡモードに比べて半減させるために、時間軸方向
あるいは周波数軸方向で隣合うブロックフローティング
バンドを共通化することにより、結果的にビットレート
の減少に伴うメイン情報の極端な減少を防ぎ、符号化効
率を向上させている。

【００９０】ここで、図２２はＢモードの場合の適応ビ
ット割当符号化回路の一具体例を示しており、端子４０
１には直交変換ブロックサイズ情報、端子４０２には該
２ブロック分のスペクトルデータ（ＭＤＣＴ係数）がそ
れぞれ与えられている。

【００９１】Ａモード用のブロックフローティングバン
ド分割で各バンド毎に設定されたスケールファクタＡ４
０３は、スケールファクタ再設定回路４０５において、
上述したように共通化すべき２つのフロックフローティ
ングバンドの値がまとめられ、Ｂモード用のスケールフ
ァクタＢが再設定される。通常は、２つのスケールファ
クタＡの内でより大きいスケールファクタＡを選択し、
共通のスケールファクタＡとする。同様に、Ａモード用
のブロックフローティングバンド分割で各バンド毎に設
定されたワードレングスＡ４０４は、ワードレングス再
設定回路４０６において、Ｂモード用のワードレングス
Ｂが再設定される。ワードレングスの共通化の際には、
例えば２つのワードレングスＡの内でより大きいワード
レングスＡが選択される。さらに、２つのワードレング
スＡの平均値等を用いても良い。上記スケールファクタ
Ａ及びワードレングスＡは、それぞれ２ブロック分（２
３．２ｍｓ）の情報を一単位にして上記スケールファク
タ再設定回路４０５及び上記ワードレングス再設定回路
４０６に送られている。上記ワードレングス再設定回路
４０６において再設定されたワードレングスは、総ビッ
ト数の補正回路４０７において、再設定により生じた総
ビット数の誤差の補正が行われる。再設定されたスケー
ルファクタＢ及びワードレングスＢは、共に量子化器４
０８及び符号化器４０９に送られ、スペクトルデータの
量子化の際に用いられる。上記量子化器４０８及び符号
化器４０９により量子化され、符号化されたスペクトル
データは、符号化データＢとして端子４１０から取り出
される。

【００９２】尚、上述の実施例は本発明の一例であり、
本発明の要旨を逸脱しない範囲でその他の様々な構成が
取り得ることは勿論である。

【００９３】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るオーディオ信号のスペクトル表示装置は、符号
化された入力オーディオ信号の時間ブロックを選択する
時間窓掛け手段と、上記窓掛け手段により窓掛けされた
信号の時間ブロックの上記入力信号から表示用のスペク
トル特性を算出するスペクトル算出手段と、上記スペク
トル算出手段により算出されたスペクトル特性を具体的
な表示信号に変換形成するための表示信号形成手段とを
備えて成ることにより、従来のスペクトル信号より精確
で高分解能なスペクトル信号を、より簡単な構成で表示
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るオーディオ信号のスペクトル表示
装置の基本概念を説明するための図である。

【図２】本発明に係るオーディオ信号のスペクトル表示
装置を使用した一例を示す図である。

【図３】本発明に係るオーディオ信号のスペクトル表示
装置を使用した応用例を示す図である。

【図４】本発明の第１の実施例の概略的な構成を示す図
である。

【図５】一般的なオーディオ信号の符号化及び復号化を
示す図である。

【図６】本発明に係るオーディオ信号の符号化手段の概
略的な構成を示す図である。

【図７】本発明の第２の実施例の概略的な構成を示す図
である。

【図８】高能率圧縮符号化回路の一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図９】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図１０】ビット配分算出回路の一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図１１】各臨界帯域及びブロックフローティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１２】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１３】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１４】適応ビット割当回路の一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図１５】適応ビット割当回路によりビット割当された
信号レベルと量子化雑音の状態を示す図である。

【図１６】適応ビット割当回路によりビット割当された
信号レベルと量子化雑音の第２の状態を示す図である。

【図１７】Ａモードにおけるブロックフローティングバ
ンド分割による周波数と時間とを具体的に示す図であ
る。

【図１８】Ａモードにおけるブロックフローティングバ
ンド分割による周波数と時間とを具体的に示す第２の図
である。

【図１９】Ｂモードにおけるブロックフローティングバ
ンド分割による周波数と時間とを具体的に示す図であ
る。

【図２０】Ｂモードにおけるブロックフローティングバ
ンド分割による周波数と時間とを具体的に示す第２の図
である。

【図２１】Ｂモードにおけるブロックフローティングバ
ンド分割による周波数と時間とを具体的に示す第３の図
である。

【図２２】Ｂモードの適応ビット割当符号化回路の一具
体例を示すブロック回路図である。

【符号の説明】

１１・・・・・・・・・・符号化オーディオ信号入力端
子 １２・・・・・・・・・・時間窓掛け手段 １３・・・・・・・・・・スペクトル算出手段 １４・・・・・・・・・・表示信号形成手段 １５・・・・・・・・・・スペクトル表示手段 １６・・・・・・・・・・テレビ装置 １７、１８・・・・・・・接続部 １９・・・・・・・・・・表示部 ３０・・・・・・・・・・オーディオ装置 ３１・・・・・・・・・・テレビ装置 ４２・・・・・・・・・・符号化データ抽出手段 ４３・・・・・・・・・・時間軸処理手段 ５２・・・・・・・・・・オーディオ信号符号化手段 ５４・・・・・・・・・・オーディオ信号復号化手段

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 オーディオ信号の周波数のスペクトルを
   表示するスペクトル表示装置において、 符号化された入力オーディオ信号の時間ブロックを選択
   する時間窓掛け手段と、 上記窓掛け手段により窓掛けされた信号の時間ブロック
   の上記入力信号から表示用のスペクトル特性を算出する
   スペクトル算出手段と、 上記スペクトル算出手段により算出されたスペクトル特
   性を具体的な表示信号に変換形成するための表示信号形
   成手段とを備えて成ることを特徴とするオーディオ信号
   のスペクトル表示装置。
2. 【請求項２】 上記表示信号形成手段により出力される
   表示信号を表示する表示装置を備えることを特徴とする
   請求項１記載のオーディオ信号のスペクトル表示装置。
3. 【請求項３】 上記表示装置はＬＣＤ表示装置から成る
   ことを特徴とする請求項２記載のオーディオ信号のスペ
   クトル表示装置。
4. 【請求項４】 上記表示装置はテレビジョン装置から成
   ることを特徴とする請求項２記載のオーディオ信号のス
   ペクトル表示装置。
5. 【請求項５】 外部の表示装置に接続される機器を使用
   するための出力端子を備えることを特徴とする請求項１
   記載のオーディオ信号のスペクトル表示装置。
6. 【請求項６】 上記符号化された入力オーディオ信号は
   ２チャンネルのステレオオーディオ信号から成ることを
   特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載のオーディ
   オ信号のスペクトル表示装置。
7. 【請求項７】 上記符号化された入力オーディオ信号
   は、時間及び周波数の領域内の信号のエネルギに相当す
   る係数を備えることを特徴とする請求項１、２、３、
   ４、５又は６記載のオーディオ信号のスペクトル表示装
   置。
8. 【請求項８】 上記係数は時間と周波数とにより均一に
   分割される時間−周波数係数であることを特徴とする請
   求項７記載のオーディオ信号のスペクトル表示装置。
9. 【請求項９】 上記係数は時間と周波数とにより不均一
   に分割される時間−周波数係数であることを特徴とする
   請求項７記載のオーディオ信号のスペクトル表示装置。
10. 【請求項１０】 上記時間窓掛け手段によって使用され
    る時間ブロックは、上記符号化された入力オーディオ信
    号の時間分割であることを特徴とする請求項１記載のオ
    ーディオ信号のスペクトル表示装置。