JPH0634583B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0634583B2 JPH0634583B2 JP58049893A JP4989383A JPH0634583B2 JP H0634583 B2 JPH0634583 B2 JP H0634583B2 JP 58049893 A JP58049893 A JP 58049893A JP 4989383 A JP4989383 A JP 4989383A JP H0634583 B2 JPH0634583 B2 JP H0634583B2
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- inverter
- output
- load current
- frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は誘導電動機等の交流電動機を制御駆動するため
に用いるインバータ装置の改良に関する。
に用いるインバータ装置の改良に関する。
一般に、インバータ装置で交流電動機、例えば誘導電動
機を可変速制御する場合には、第１図の直線Ａにて示す
ようにインバータ出力電圧Ｖと出力周波数の比率、い
わゆるＶ／Ｆ比を略一定に制御することにより、誘導電
動機の磁束を一定になるようにして磁束の飽和を防ぐこ
とが行われている。また低周波域における誘導電動機の
一次巻線インピーダンス降下による励磁電圧低下に伴な
う誘導電動機出力トルクの低域を防ぐために、第１図の
直線Ｂにて示すようにインバータ装置の出力特性を考慮
して制御することも行われている。そして、これら２つ
の制御方法は誘導電動機の負荷が回転数によらず一定
（いわゆる定トルク負荷特性）の場合には非常に有効的
な方法である。
機を可変速制御する場合には、第１図の直線Ａにて示す
ようにインバータ出力電圧Ｖと出力周波数の比率、い
わゆるＶ／Ｆ比を略一定に制御することにより、誘導電
動機の磁束を一定になるようにして磁束の飽和を防ぐこ
とが行われている。また低周波域における誘導電動機の
一次巻線インピーダンス降下による励磁電圧低下に伴な
う誘導電動機出力トルクの低域を防ぐために、第１図の
直線Ｂにて示すようにインバータ装置の出力特性を考慮
して制御することも行われている。そして、これら２つ
の制御方法は誘導電動機の負荷が回転数によらず一定
（いわゆる定トルク負荷特性）の場合には非常に有効的
な方法である。
一方、フアン，ブロア，ポンプ等の負荷を誘導電動機で
駆動する場合は、その負荷トルク特性が回転数の二乗に
比例する（いわゆる二乗トルク負荷特性）のものが多い
ため、第１図の曲線Ｃに示すようにインバータ装置の出
力電圧Ｖを出力周波数の二乗に比例させて制御するこ
とにより、誘導電動機の励磁電流の低減と、これに起因
する騒音の低減を図ることが多く行われている。
駆動する場合は、その負荷トルク特性が回転数の二乗に
比例する（いわゆる二乗トルク負荷特性）のものが多い
ため、第１図の曲線Ｃに示すようにインバータ装置の出
力電圧Ｖを出力周波数の二乗に比例させて制御するこ
とにより、誘導電動機の励磁電流の低減と、これに起因
する騒音の低減を図ることが多く行われている。
さらに、上述したインバータ装置の出力電圧Ｖと出力周
波数の関係を予め設定し、インバータ装置の運転中は
誘導電動機の負荷の種類に応じて、自動的に第１図のＡ
〜Ｃのいずれかの特性を選択して制御することも行われ
ている。
波数の関係を予め設定し、インバータ装置の運転中は
誘導電動機の負荷の種類に応じて、自動的に第１図のＡ
〜Ｃのいずれかの特性を選択して制御することも行われ
ている。
然乍ら、例えば一般に二乗トルク負荷特性に対して有効
であると言われている曲線Ｃに従つて誘導電動機が制御
駆動されていても、誘導電動機の励磁電流の電圧依存特
性は個々の誘導電動機によつて異なるため、誘導電動機
の種類つまり励磁電流の電圧依存特性が異なると、画一
的な曲線Ｃでは上述した十分効果的な制御を行うことが
できず、結果としてインバータ装置による誘動電動機駆
動に特有の運転騒音および振動が発生するという問題が
ある。
であると言われている曲線Ｃに従つて誘導電動機が制御
駆動されていても、誘導電動機の励磁電流の電圧依存特
性は個々の誘導電動機によつて異なるため、誘導電動機
の種類つまり励磁電流の電圧依存特性が異なると、画一
的な曲線Ｃでは上述した十分効果的な制御を行うことが
できず、結果としてインバータ装置による誘動電動機駆
動に特有の運転騒音および振動が発生するという問題が
ある。
本発明は上記のような問題を解決するために成されたも
ので、その目的は負荷や適用する交流電動機の特性が異
なっても、励磁電流の電圧依存性によらず電動機への印
加電圧を必要最小値としてその駆動に特有な運転騒音お
よび振動を小さく抑えることが可能なインバータ装置を
提供することにある。
ので、その目的は負荷や適用する交流電動機の特性が異
なっても、励磁電流の電圧依存性によらず電動機への印
加電圧を必要最小値としてその駆動に特有な運転騒音お
よび振動を小さく抑えることが可能なインバータ装置を
提供することにある。
上記の目的を達成するために本発明のインバータ装置
は、交流電圧を直流電圧に変換する直流変換器と、第１
のスイッチング素子からなり、直流変換器からの直流電
圧を交流電圧に変換するインバータと、直流変換器とイ
ンバータとの間に設けられた第２のスイッチング素子
と、第１のスイッチング素子の導通タイミングを制御し
て、インバータの出力周波数を所定値に制御する周波数
制御器と、出力周波数に対応して第２のスイッチング素
子の導通タインミングを制御して、インバータの出力電
圧を所定値に制御する電圧制御器と、インバータの負荷
電流を検出する負荷電流検出器と、負荷電流検出器によ
り検出された負荷電流に基づいて、当該負荷電流が最小
となるように補正電圧信号を電圧制御器に与える補正信
号発生手段とを備えて構成している。
は、交流電圧を直流電圧に変換する直流変換器と、第１
のスイッチング素子からなり、直流変換器からの直流電
圧を交流電圧に変換するインバータと、直流変換器とイ
ンバータとの間に設けられた第２のスイッチング素子
と、第１のスイッチング素子の導通タイミングを制御し
て、インバータの出力周波数を所定値に制御する周波数
制御器と、出力周波数に対応して第２のスイッチング素
子の導通タインミングを制御して、インバータの出力電
圧を所定値に制御する電圧制御器と、インバータの負荷
電流を検出する負荷電流検出器と、負荷電流検出器によ
り検出された負荷電流に基づいて、当該負荷電流が最小
となるように補正電圧信号を電圧制御器に与える補正信
号発生手段とを備えて構成している。
すなわち、本発明では、インバータの負荷電流である交
流電動機の負荷電流を検出し、これが最小となるように
インバータの出力電圧を自動的に補正制御するものであ
る。
流電動機の負荷電流を検出し、これが最小となるように
インバータの出力電圧を自動的に補正制御するものであ
る。
以下、本発明を図面に示す一実施例について説明する。
第２図は、本発明によるインバータ装置の構成例をブロ
ツク的に示したものである。図において、１は商用電源
２の出力である交流電圧を直流電圧に変換する直流交換
器、３はトランジスタ等の第１のスイツチング素子から
成り、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ
で、その出力電圧を負荷としてのフアン４が軸直結され
た交流電動機としての誘導電動機５へ供給する。また、
６は上記直流交換器１とインバータ３との間の正電位ラ
インに設けられたトランジスタ等の第２のスイツチング
素子、７は平滑コンデンサである。
第２図は、本発明によるインバータ装置の構成例をブロ
ツク的に示したものである。図において、１は商用電源
２の出力である交流電圧を直流電圧に変換する直流交換
器、３はトランジスタ等の第１のスイツチング素子から
成り、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ
で、その出力電圧を負荷としてのフアン４が軸直結され
た交流電動機としての誘導電動機５へ供給する。また、
６は上記直流交換器１とインバータ３との間の正電位ラ
インに設けられたトランジスタ等の第２のスイツチング
素子、７は平滑コンデンサである。
一方、８はその出力パルスにより上記第１のスイツチン
グ素子の導通タイミングを制御して、インバータ３の出
力周波数を周波数設定器９で設定された周波数に制御す
る周波数制御器である。また、１０は上記周波数制御器
８からの出力パルスを入力とする関数発生器で、上記出
力パルスに基づく出力周波数に対応した出力電圧となる
ようなＶ／Ｆ比の関数出力を発生する。１１はこの関数
発生器１０の出力信号と後述する補正電圧信号とを加減
する加減算器で、その出力をＤ／Ａ変換器１２に入力し
てアナログ信号に変換する。１３は上記インバータ３の
出力電圧である負荷電圧を検出する負荷電圧検出器、１
４はダイオード１５を介して出力される上記負荷電圧検
出器１３の出力信号と。上記Ｄ／Ａ変換器１２の出力信
号とを加減算する加減算器、１６はこの加減算器１４の
出力を入力とするチヨツパ制御器で、この偏差分が零と
なるように上記第２のスイツチング素子６の導通タイミ
ングを制御して上記インバータ３の出力電圧を制御する
ことにしている。ここで、関数発生器10と、Ｄ／Ａ変換
器１２と、チヨツパ制御器１６とから電圧制御器を構成
している。
グ素子の導通タイミングを制御して、インバータ３の出
力周波数を周波数設定器９で設定された周波数に制御す
る周波数制御器である。また、１０は上記周波数制御器
８からの出力パルスを入力とする関数発生器で、上記出
力パルスに基づく出力周波数に対応した出力電圧となる
ようなＶ／Ｆ比の関数出力を発生する。１１はこの関数
発生器１０の出力信号と後述する補正電圧信号とを加減
する加減算器で、その出力をＤ／Ａ変換器１２に入力し
てアナログ信号に変換する。１３は上記インバータ３の
出力電圧である負荷電圧を検出する負荷電圧検出器、１
４はダイオード１５を介して出力される上記負荷電圧検
出器１３の出力信号と。上記Ｄ／Ａ変換器１２の出力信
号とを加減算する加減算器、１６はこの加減算器１４の
出力を入力とするチヨツパ制御器で、この偏差分が零と
なるように上記第２のスイツチング素子６の導通タイミ
ングを制御して上記インバータ３の出力電圧を制御する
ことにしている。ここで、関数発生器10と、Ｄ／Ａ変換
器１２と、チヨツパ制御器１６とから電圧制御器を構成
している。
一方、１７は上記インバータ３の出力電流である負荷電
流を検出する負荷電流検出器、１８はダイオード１９を
介して出力されＡ／Ｄ変換器２０でデジタル信号に変換
された上記負荷電流検出器１７の出力信号を入力とする
補正信号発生器で、上記負荷電流が最小となるように補
正電圧信号を上記電圧制御器の加減算器１１に与えるよ
うしている。
流を検出する負荷電流検出器、１８はダイオード１９を
介して出力されＡ／Ｄ変換器２０でデジタル信号に変換
された上記負荷電流検出器１７の出力信号を入力とする
補正信号発生器で、上記負荷電流が最小となるように補
正電圧信号を上記電圧制御器の加減算器１１に与えるよ
うしている。
次に、かかるインバータ装置の作用について述べる。ま
ず、商用電源２の交流電圧は直流変換器１で直流電圧に
変換される。この変換された直流電圧は、第２のスイツ
チング素子６で断続され且つ平滑コンデンサ７で平滑さ
れ、インバータ３の交流出力電圧に対応した大きさの直
流電圧に制御される。この直流電圧はインバータ３によ
り、周波数設定器９で設定された周波数に相当する交流
電圧に変換されて誘導電動機５へ供給される。
ず、商用電源２の交流電圧は直流変換器１で直流電圧に
変換される。この変換された直流電圧は、第２のスイツ
チング素子６で断続され且つ平滑コンデンサ７で平滑さ
れ、インバータ３の交流出力電圧に対応した大きさの直
流電圧に制御される。この直流電圧はインバータ３によ
り、周波数設定器９で設定された周波数に相当する交流
電圧に変換されて誘導電動機５へ供給される。
一方、周波数設定器９で設定された周波数信号は、周波
数制御器８によりパルスに変換されインバータ３にその
制御信号として与えられる。インバータ３が三相ブリツ
ジで構成されている場合は、入力されたパルスの周波数
の１／６の周波数を有する交流電圧が、インバータ３の
出力電圧として現われる。また周波数制御器８の出力パ
ルスは、関数発生器１０、加減算器１１およびＤ／Ａ変
換器１２を経由してアナログ信号に変換される。この場
合、補正信号発生器１８の出力が零の場合、関数発生器
１０は入力されるパルスの周波数をＤ／Ａ変換器１２の
出力信号が、例えば第１図の直線Ｂに示すＶ−関係を
与えるようなデジタル信号に関数変換を行なう。然る場
合は、インバータ３の出力電圧がトランス１３で検出さ
れたダイオード１５で整流されて加減算器１４へ入力さ
れているので、上記Ｄ／Ａ変換器１２の出力（チヨツパ
制御器の指令値）と比較され、その偏差分が加減算器１
４の出力としてチヨツパ制御器１６へ入力される。する
と、チヨツパ制御器１６はこの偏差分が零となるように
第２のスイツチング素子６を制御することにより、イン
バータ３の出力電圧と周波数の関係は第１図の直線Ｂで
示すように自動的に制御される。
数制御器８によりパルスに変換されインバータ３にその
制御信号として与えられる。インバータ３が三相ブリツ
ジで構成されている場合は、入力されたパルスの周波数
の１／６の周波数を有する交流電圧が、インバータ３の
出力電圧として現われる。また周波数制御器８の出力パ
ルスは、関数発生器１０、加減算器１１およびＤ／Ａ変
換器１２を経由してアナログ信号に変換される。この場
合、補正信号発生器１８の出力が零の場合、関数発生器
１０は入力されるパルスの周波数をＤ／Ａ変換器１２の
出力信号が、例えば第１図の直線Ｂに示すＶ−関係を
与えるようなデジタル信号に関数変換を行なう。然る場
合は、インバータ３の出力電圧がトランス１３で検出さ
れたダイオード１５で整流されて加減算器１４へ入力さ
れているので、上記Ｄ／Ａ変換器１２の出力（チヨツパ
制御器の指令値）と比較され、その偏差分が加減算器１
４の出力としてチヨツパ制御器１６へ入力される。する
と、チヨツパ制御器１６はこの偏差分が零となるように
第２のスイツチング素子６を制御することにより、イン
バータ３の出力電圧と周波数の関係は第１図の直線Ｂで
示すように自動的に制御される。
さて、今仮りに上記インバータ３の負荷電流を検出する
負荷電流検出器１７の出力信号が加えられる補正信号発
生器１８が、(+)の補正値信号を出力した場合には、加
減算器１１の出力は関数発生器１０の出力信号の値か
ら、補正信号発生器１８の補正値を差引いた値がＤ／Ａ
変換器１２へ入力されるため、上述したチヨツパ制御器
１６の作用によりインバータ３の出力電圧は、第１図の
曲線Ｂに示すＶ−関係の電圧値より補正信号発生器１
８の補正値分だけ低い電圧値となる。（第１図では出力
電圧がＶ１からＶ２に変化したことで示す。） 第３図は、この場合に誘導電動機５に流れる電流の変化
を示したものである。図において、Ｉ１はインバータ３
の出力電圧が第１図に示すＶ１の場合の誘導電動機５の
負荷電流、同様にＩ２はインバータ３の出力電圧がＶ２
の場合の誘導電動機５の負荷電流を夫々示すものであ
る。誘導電動機５がフアン４のような二乗トルク負荷特
性の負荷を駆動している場合には、出力電圧Ｖ２が適当
な値であれば負荷電流Ｉ２はＩ１よりも小さくなる。そ
の理由は、負荷電流を実行電流と励磁電流に分けてみれ
ば容易に理解できる。第３図では、夫々Ｉ01，Ｉ02およ
びＩＬ１，ＩＬ２が負荷電流Ｉ１およびＩ２の励磁電流
と実効電流として示している。即ち、誘導電動機５の励
磁電流はインバータ３の出力電圧がＶ１からＶ２になる
と、第４図に示すように磁性材料の非線形特性のために
Ｉ01からＩ02へと大きく減少する。これに対し、実効電
流は電圧の減少に反比例してＩＬ１からＩＬ２へ増加す
るが、この合成された負荷電流はＩ１からＩ２へと減少
するわけである。この負荷電流は、負荷電流検出器１７
で検出されダイオード１９で直流信号となり、さらにＡ
／Ｄ変換器２０でデジタル値に変換されて補正信号発生
器18に入力される。補正信号発生器１８は、補正電圧信
号を出力する前の負荷電流Ｉ１を記憶しておき、補正電
圧信号を出力した後の負荷電流Ｉ２とその大小を比較す
る。上述の例ではＩ１＞Ｉ２であるため、補正信号発生
器１８はさらに大きな補正信号を出力する。その結果、
インバータ３の出力電圧は第１図に示すようにＶ３とな
り、負荷電流Ｉ３は同図（第３図の場合はＩ１＜Ｉ２）
に示すようにＩ２よりも大きくなつている。これは、Ｉ
３の励磁電流Ｉ03の減少程度が第４図に示すように少な
くなり、第３図からわかるように実効電流ＩＬ３の増加
分が無視できなくなり反つて負荷電流が増加したことに
なる。つぎに、補正信号発生器１はこの負荷電流Ｉ３と
その前の負荷電流Ｉ２とを比較してＩ２＜Ｉ３であるこ
とを検出し、補正電圧信号の大きさをＶ２に相当する補
正信号値に変更する。ここで、補正信号値の変化量を小
さくすれば、周波数設定器９で設定されたインバータ３
の出力周波数１における誘導電動機５の負荷電流を最
小にするインバータ３の出力電圧を検出することができ
ることは容易に理解できる。
負荷電流検出器１７の出力信号が加えられる補正信号発
生器１８が、(+)の補正値信号を出力した場合には、加
減算器１１の出力は関数発生器１０の出力信号の値か
ら、補正信号発生器１８の補正値を差引いた値がＤ／Ａ
変換器１２へ入力されるため、上述したチヨツパ制御器
１６の作用によりインバータ３の出力電圧は、第１図の
曲線Ｂに示すＶ−関係の電圧値より補正信号発生器１
８の補正値分だけ低い電圧値となる。（第１図では出力
電圧がＶ１からＶ２に変化したことで示す。） 第３図は、この場合に誘導電動機５に流れる電流の変化
を示したものである。図において、Ｉ１はインバータ３
の出力電圧が第１図に示すＶ１の場合の誘導電動機５の
負荷電流、同様にＩ２はインバータ３の出力電圧がＶ２
の場合の誘導電動機５の負荷電流を夫々示すものであ
る。誘導電動機５がフアン４のような二乗トルク負荷特
性の負荷を駆動している場合には、出力電圧Ｖ２が適当
な値であれば負荷電流Ｉ２はＩ１よりも小さくなる。そ
の理由は、負荷電流を実行電流と励磁電流に分けてみれ
ば容易に理解できる。第３図では、夫々Ｉ01，Ｉ02およ
びＩＬ１，ＩＬ２が負荷電流Ｉ１およびＩ２の励磁電流
と実効電流として示している。即ち、誘導電動機５の励
磁電流はインバータ３の出力電圧がＶ１からＶ２になる
と、第４図に示すように磁性材料の非線形特性のために
Ｉ01からＩ02へと大きく減少する。これに対し、実効電
流は電圧の減少に反比例してＩＬ１からＩＬ２へ増加す
るが、この合成された負荷電流はＩ１からＩ２へと減少
するわけである。この負荷電流は、負荷電流検出器１７
で検出されダイオード１９で直流信号となり、さらにＡ
／Ｄ変換器２０でデジタル値に変換されて補正信号発生
器18に入力される。補正信号発生器１８は、補正電圧信
号を出力する前の負荷電流Ｉ１を記憶しておき、補正電
圧信号を出力した後の負荷電流Ｉ２とその大小を比較す
る。上述の例ではＩ１＞Ｉ２であるため、補正信号発生
器１８はさらに大きな補正信号を出力する。その結果、
インバータ３の出力電圧は第１図に示すようにＶ３とな
り、負荷電流Ｉ３は同図（第３図の場合はＩ１＜Ｉ２）
に示すようにＩ２よりも大きくなつている。これは、Ｉ
３の励磁電流Ｉ03の減少程度が第４図に示すように少な
くなり、第３図からわかるように実効電流ＩＬ３の増加
分が無視できなくなり反つて負荷電流が増加したことに
なる。つぎに、補正信号発生器１はこの負荷電流Ｉ３と
その前の負荷電流Ｉ２とを比較してＩ２＜Ｉ３であるこ
とを検出し、補正電圧信号の大きさをＶ２に相当する補
正信号値に変更する。ここで、補正信号値の変化量を小
さくすれば、周波数設定器９で設定されたインバータ３
の出力周波数１における誘導電動機５の負荷電流を最
小にするインバータ３の出力電圧を検出することができ
ることは容易に理解できる。
このように、本インバータ装置は交流電圧を直流電圧に
変換する直流交換器１と、第１のスイツチング素子から
成り前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３
と、前記直流変換器１とインバータ３との間に設けられ
た第２のスイツチング素子６と、前記第１のスイツチン
グ素子の導通タイミングを制御して前記インバータ３の
出力周波数を周波数設定器９の設定値に制御する周波数
制御器８と、前記出力周波数に対応して前記第２のスイ
ツチング素子６の導通タイミングを制御して前記インバ
ータ３の出力電圧を所定値に制御する関数発生器１０、
チヨツパ制御器１６より成る電圧制御器と、前記インバ
ータ３の負荷電流を検出する負荷電流検出器１７と、前
記負荷電流を基に該負荷電流が最小となるように補正電
圧信号を前記電圧制御器に与える補正信号発生器１８と
から構成したものである。
変換する直流交換器１と、第１のスイツチング素子から
成り前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３
と、前記直流変換器１とインバータ３との間に設けられ
た第２のスイツチング素子６と、前記第１のスイツチン
グ素子の導通タイミングを制御して前記インバータ３の
出力周波数を周波数設定器９の設定値に制御する周波数
制御器８と、前記出力周波数に対応して前記第２のスイ
ツチング素子６の導通タイミングを制御して前記インバ
ータ３の出力電圧を所定値に制御する関数発生器１０、
チヨツパ制御器１６より成る電圧制御器と、前記インバ
ータ３の負荷電流を検出する負荷電流検出器１７と、前
記負荷電流を基に該負荷電流が最小となるように補正電
圧信号を前記電圧制御器に与える補正信号発生器１８と
から構成したものである。
従つて、インバータ３の負荷電流である誘導電動機５の
負荷電流が最小となるように、インバータ３の出力電圧
が自動的に補正制御されるので、誘導電動機５への印加
電圧を必要最小値とすることが可能となる。もつて、誘
導電動機５の種類が異なつて励磁電流の電圧依存特性が
個々の誘導電動機で異なつても効果的に誘導電動機５を
制御駆動するすなわち画一な特性（第１図のＡ，Ｂ，
Ｃ）では得られない個々の誘導電動機に最適な制御運転
を行なうことができ、インバータ装置による誘導電動機
駆動に特有の運転騒音及び振動を小さく抑えることがで
き、さらに運転効率をも改善することができる。
負荷電流が最小となるように、インバータ３の出力電圧
が自動的に補正制御されるので、誘導電動機５への印加
電圧を必要最小値とすることが可能となる。もつて、誘
導電動機５の種類が異なつて励磁電流の電圧依存特性が
個々の誘導電動機で異なつても効果的に誘導電動機５を
制御駆動するすなわち画一な特性（第１図のＡ，Ｂ，
Ｃ）では得られない個々の誘導電動機に最適な制御運転
を行なうことができ、インバータ装置による誘導電動機
駆動に特有の運転騒音及び振動を小さく抑えることがで
き、さらに運転効率をも改善することができる。
尚、上記実施例では補正信号発生器１８は、入力信号、
出力信号共にデジタル値で動作する機能を有している
が、これはマイクロコンピユータ等を使用しても容易に
実現することができる。第５図は、マイクロコンピユー
タを用いた場合の動作のフローチヤート図を示すもので
ある。図において、マイクロコンピユータは誘導電動機
５の負荷電流ＩｎをＡ／Ｄ変換器２０の出力から読取
り、これを前回読込んでいた負荷電流Ｉn-1 と比較し、
その結果に基づいて補正電圧信号ΔＶまたは−ΔＶを出
力しる。この場合、負荷電流に変化がなければ（実際は
デジタル制御であるためＩｎ−Ｉn-1 の値がΔＶの補正
電圧信号値の変化に対して十分な値以下になれば）補正
電圧信号は出力しない。なお制御効果待ちは、補正電圧
信号ΔＶが出力された後にその効果が誘導電動機５の負
荷電流変化となつて現われるまでの時間、およびインバ
ータ装置と誘導電動機５およびフアン４から成るシステ
ムの安定度等を考慮して決められる待ち時間制御であ
る。
出力信号共にデジタル値で動作する機能を有している
が、これはマイクロコンピユータ等を使用しても容易に
実現することができる。第５図は、マイクロコンピユー
タを用いた場合の動作のフローチヤート図を示すもので
ある。図において、マイクロコンピユータは誘導電動機
５の負荷電流ＩｎをＡ／Ｄ変換器２０の出力から読取
り、これを前回読込んでいた負荷電流Ｉn-1 と比較し、
その結果に基づいて補正電圧信号ΔＶまたは−ΔＶを出
力しる。この場合、負荷電流に変化がなければ（実際は
デジタル制御であるためＩｎ−Ｉn-1 の値がΔＶの補正
電圧信号値の変化に対して十分な値以下になれば）補正
電圧信号は出力しない。なお制御効果待ちは、補正電圧
信号ΔＶが出力された後にその効果が誘導電動機５の負
荷電流変化となつて現われるまでの時間、およびインバ
ータ装置と誘導電動機５およびフアン４から成るシステ
ムの安定度等を考慮して決められる待ち時間制御であ
る。
また、上記実施例では補正信号発生器１８が機能しない
場合のインバータ装置の出力電圧Ｖと出力周波数の関
係を、第１図の直線Ｂを例にとつて述べたが、これに限
らず直線Ａまたは曲線Ｃのような任意の関係線を用いて
も同様の効果を得ることができる。
場合のインバータ装置の出力電圧Ｖと出力周波数の関
係を、第１図の直線Ｂを例にとつて述べたが、これに限
らず直線Ａまたは曲線Ｃのような任意の関係線を用いて
も同様の効果を得ることができる。
さらに、上記で補正信号発生器１８をマイクロコンピユ
ータで実現する場合、その能力によつては上述したイン
バータ装置の制御器の全てを包含制御することも可能で
ある。
ータで実現する場合、その能力によつては上述したイン
バータ装置の制御器の全てを包含制御することも可能で
ある。
さらにまた、上記実施例では直流電圧を得るのに直流変
換器１およびスイツチング素子（トラジスタ）６を用い
たが、スイツチング素子６を用いずに直流変換器１の構
成要素としてサイリスタを使用し、チヨツパ制御器１６
をサイリスタ位相制御器に置換しても同様の効果が得ら
れるものである。
換器１およびスイツチング素子（トラジスタ）６を用い
たが、スイツチング素子６を用いずに直流変換器１の構
成要素としてサイリスタを使用し、チヨツパ制御器１６
をサイリスタ位相制御器に置換しても同様の効果が得ら
れるものである。
以上説明したように本発明によれば、インバータの負荷
電流である交流電動機の負荷電流が最小となるようにイ
ンバータの出力電圧を自動的に補正制御するようにした
ので、負荷や適用する交流電動機の特性が異なっても、
励磁電流の電圧依存性によらず電動機への印加電圧を必
要最小値として、その駆動に特有な運転騒音および振動
を小さく抑えることが可能な極めて信頼性の高いインバ
ータ装置が提供できる。
電流である交流電動機の負荷電流が最小となるようにイ
ンバータの出力電圧を自動的に補正制御するようにした
ので、負荷や適用する交流電動機の特性が異なっても、
励磁電流の電圧依存性によらず電動機への印加電圧を必
要最小値として、その駆動に特有な運転騒音および振動
を小さく抑えることが可能な極めて信頼性の高いインバ
ータ装置が提供できる。
第１図はインバータ装置の出力電圧と出力周波数を示す
図、第２図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第３
図および第４図は本発明の作用を説明するための特性
図、第５図は本発明の他の実施例を示すフローチヤート
図である。 １……直流交換器、３……インバータ、５……誘導電動
機、６……スイツチング素子、８……周波数制御器、１
０……関数発生器、１１，１４……加減算器、１２……
Ｄ／Ａ変換器、１３……負荷電圧検出器、１６……チヨ
ツパ制御器、１７……負荷電流検出器、１８……補正信
号発生器、２０……Ａ／Ｄ変換器。
図、第２図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第３
図および第４図は本発明の作用を説明するための特性
図、第５図は本発明の他の実施例を示すフローチヤート
図である。 １……直流交換器、３……インバータ、５……誘導電動
機、６……スイツチング素子、８……周波数制御器、１
０……関数発生器、１１，１４……加減算器、１２……
Ｄ／Ａ変換器、１３……負荷電圧検出器、１６……チヨ
ツパ制御器、１７……負荷電流検出器、１８……補正信
号発生器、２０……Ａ／Ｄ変換器。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電圧を直流電圧に変換する直流変換器
と、 第１のスイッチング素子からなり、前記直流変換器から
の直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、 前記直流変換器とインバータとの間に設けられた第２の
スイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子の導通タイミングを制御し
て、前記インバータの出力周波数を所定値に制御する周
波数制御器と、 前記出力周波数に対応して前記第２のスイッチング素子
の導通タイミングを制御して、前記インバータの出力電
圧を所定値に制御する電圧制御器と、 前記インバータの負荷電流を検出する負荷電流検出器
と、 前記負荷電流検出器により検出された負荷電流に基づい
て、当該負荷電流が最小となるように補正電圧信号を前
記電圧制御器に与える補正信号発生手段と、 を備えて成ることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58049893A JPH0634583B2 (ja) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58049893A JPH0634583B2 (ja) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59175383A JPS59175383A (ja) | 1984-10-04 |
| JPH0634583B2 true JPH0634583B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=12843705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58049893A Expired - Lifetime JPH0634583B2 (ja) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634583B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5246919Y2 (ja) * | 1974-07-15 | 1977-10-25 | ||
| JPS5743592A (en) * | 1980-08-25 | 1982-03-11 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Controlling device of inverter |
-
1983
- 1983-03-25 JP JP58049893A patent/JPH0634583B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59175383A (ja) | 1984-10-04 |
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