JPH06350557A - 通信装置 - Google Patents
通信装置Info
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- JPH06350557A JPH06350557A JP5131804A JP13180493A JPH06350557A JP H06350557 A JPH06350557 A JP H06350557A JP 5131804 A JP5131804 A JP 5131804A JP 13180493 A JP13180493 A JP 13180493A JP H06350557 A JPH06350557 A JP H06350557A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 逆拡散符号同期が不要な基準信号送信方式
で、周波数の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位相歪
みを補正する整合機能を有し、データ復調がより簡単に
行われるスペクトラム拡散通信装置を提供することを目
的とする。 【構成】 送信機を、データ変調した第１の周波数とそ
れと同一かまたは近傍で無変調の第２の周波数とを同一
の拡散符号で拡散変調する第１、第２の変調手段２、４
と、２つの拡散波を交互に取り出すスイッチ手段５とで
構成し、受信機を、拡散波を遅延させる遅延手段７と、
遅延拡散波と非遅延拡散波とを乗算する乗算手段８と、
乗算出力から差周波数成分を得るフィルタ９とで構成す
る。
で、周波数の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位相歪
みを補正する整合機能を有し、データ復調がより簡単に
行われるスペクトラム拡散通信装置を提供することを目
的とする。 【構成】 送信機を、データ変調した第１の周波数とそ
れと同一かまたは近傍で無変調の第２の周波数とを同一
の拡散符号で拡散変調する第１、第２の変調手段２、４
と、２つの拡散波を交互に取り出すスイッチ手段５とで
構成し、受信機を、拡散波を遅延させる遅延手段７と、
遅延拡散波と非遅延拡散波とを乗算する乗算手段８と、
乗算出力から差周波数成分を得るフィルタ９とで構成す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信装置に関し、例え
ばスペクトラム拡散通信装置に用いて有用なものであ
り、より具体的には拡散変復調に関するものである。
ばスペクトラム拡散通信装置に用いて有用なものであ
り、より具体的には拡散変復調に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般のスペクトラム拡散（以下、ＳＳと
略す）通信装置は、受信機側で受信したＳＳ波に、送信
機側で使用したものと同一パターン、同一タイミングの
拡散符号（以下、ＰＮと略す）を作成して（以下、符号
同期と略す）掛け合わせることにより逆拡散操作を行い
狭帯域波に戻し、データ復調手段によりデータを取り出
すものである。
略す）通信装置は、受信機側で受信したＳＳ波に、送信
機側で使用したものと同一パターン、同一タイミングの
拡散符号（以下、ＰＮと略す）を作成して（以下、符号
同期と略す）掛け合わせることにより逆拡散操作を行い
狭帯域波に戻し、データ復調手段によりデータを取り出
すものである。
【０００３】しかし、符号同期には当初同期ずれがある
ものを正しい同期状態にするための回路装置と同期捕捉
時間とが必要とされる。
ものを正しい同期状態にするための回路装置と同期捕捉
時間とが必要とされる。
【０００４】そこで、符号同期を必要としない方法とし
て、従来、図７の基準信号送信方式が考えられている。
て、従来、図７の基準信号送信方式が考えられている。
【０００５】図７において、送信機側では第１の周波数
ｆ1 はデータ変調手段１でデータ変調され、ｆ1 とは大
きく異なる第２の周波数ｆ2 と各々第１、第２の変調手
段に入力される。第１、第２の変調手段にはＰＮ発生手
段３の出力も印加されている。今、ＰＮをＰ、データを
Ｄと表すと、第１、第２の変調手段出力は各々ｆ1 、ｆ
2 を中心に周波数軸でみて左右対称のＳＳ波となり、各
々（数１）、（数２）で表される。これを加算手段２５
で加算して送出する。
ｆ1 はデータ変調手段１でデータ変調され、ｆ1 とは大
きく異なる第２の周波数ｆ2 と各々第１、第２の変調手
段に入力される。第１、第２の変調手段にはＰＮ発生手
段３の出力も印加されている。今、ＰＮをＰ、データを
Ｄと表すと、第１、第２の変調手段出力は各々ｆ1 、ｆ
2 を中心に周波数軸でみて左右対称のＳＳ波となり、各
々（数１）、（数２）で表される。これを加算手段２５
で加算して送出する。
【０００６】
【数１】
【０００７】
【数２】
【０００８】そのときの送信波のスペクトラム分布を図
８（ａ）に示す。一方、受信機側では、受信したＳＳ波
を第１、第２のバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと略
す）２６、３６によってデータを含んでｆ1 を中心に拡
散するもの（（数１）で表される）と、データを含まず
にｆ2 を中心に拡散するもの（（数２）で表される）と
に分離し、乗算手段８で（数３）の演算を行う。
８（ａ）に示す。一方、受信機側では、受信したＳＳ波
を第１、第２のバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦと略
す）２６、３６によってデータを含んでｆ1 を中心に拡
散するもの（（数１）で表される）と、データを含まず
にｆ2 を中心に拡散するもの（（数２）で表される）と
に分離し、乗算手段８で（数３）の演算を行う。
【０００９】
【数３】
【００１０】このとき、Ｐは自乗すると１になる性質を
有しているので、演算結果からＰは消えている。この乗
算出力を第３のＢＰＦ２９を介してｆ1 とｆ2 の差の周
波数成分のみを取り出すと受信ＳＳ波が逆拡散されてデ
ータを含む狭帯域波が得られる。このときのスペクトラ
ムを図８（ｂ）に示す。
有しているので、演算結果からＰは消えている。この乗
算出力を第３のＢＰＦ２９を介してｆ1 とｆ2 の差の周
波数成分のみを取り出すと受信ＳＳ波が逆拡散されてデ
ータを含む狭帯域波が得られる。このときのスペクトラ
ムを図８（ｂ）に示す。
【００１１】この狭帯域波をデータ復調手段１０に入力
してデータを得る。
してデータを得る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前記構成では、２種類
のＳＳ波を送るためにより広い周波数帯域を必要とする
ので、周波数の利用効率が低いうえに伝送路特性のうち
の位相特性に歪みがあると、２つの周波数が離れている
ほど位相差も大きくなり、また、受信機内の２つのＢＰ
Ｆの特性を揃えるのは困難で２つのＳＳ波間の位相差が
大きくなるので、伝送路の位相歪みのｆ1 とｆ2 との間
の相対値をθとすると、（数３）は実際には（数４）で
表され、乗算による狭帯域波への変換効率が著しく低下
する。
のＳＳ波を送るためにより広い周波数帯域を必要とする
ので、周波数の利用効率が低いうえに伝送路特性のうち
の位相特性に歪みがあると、２つの周波数が離れている
ほど位相差も大きくなり、また、受信機内の２つのＢＰ
Ｆの特性を揃えるのは困難で２つのＳＳ波間の位相差が
大きくなるので、伝送路の位相歪みのｆ1 とｆ2 との間
の相対値をθとすると、（数３）は実際には（数４）で
表され、乗算による狭帯域波への変換効率が著しく低下
する。
【００１３】
【数４】
【００１４】また、送信ＳＳ波の拡散帯域を広げれば広
げるほどｆ1 とｆ2 とが離れてしまって、狭帯域波の周
波数があまり低くならないので、データ復調手段の実現
が容易でなくなる。
げるほどｆ1 とｆ2 とが離れてしまって、狭帯域波の周
波数があまり低くならないので、データ復調手段の実現
が容易でなくなる。
【００１５】本発明は、上記従来の問題点の解決を図る
もので、周波数の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位
相歪みを補正する整合機能を有する通信装置を提供する
ことを第１の目的とし、また、データ復調がより簡単に
行われる通信装置を提供することを第２の目的とする。
もので、周波数の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位
相歪みを補正する整合機能を有する通信装置を提供する
ことを第１の目的とし、また、データ復調がより簡単に
行われる通信装置を提供することを第２の目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために、本発明の通信装置は、データビットの継続時
間と同一か整数倍かまたは整数分の一のコード長の拡散
符号発生手段と、データ変調された第１の周波数と拡散
後に２つの拡散波の拡散周波数帯域が重なるように選択
した第１の周波数の近傍でかつデータ変調されていない
第２の周波数とを同一の拡散符号でＳＳ変調する各々第
１、第２の変調手段と、第１、第２のＳＳ波をデータビ
ットの継続時間と同一かまたはその整数倍の切り換え時
間のクロックで交互に切り換えて取り出して送出するス
イッチ手段とを備える送信機と、受信したＳＳ波に前記
送信機のスイッチ手段の切り換え時間と同一の遅延時間
を与える遅延手段と、遅延した受信ＳＳ波と遅延しない
受信ＳＳ波とを入力として両者の積出力を得る乗算手段
と、乗算出力から前記第１、第２の周波数の差の周波数
成分を取り出すＢＰＦとを備える受信機とから成り、上
記第２の目的を達成するために、前記送信機の第２の変
調手段の入力周波数を第１の変調手段のものと同一周波
数でかつデータ変調されていないものとし、前記受信機
のＢＰＦに代えてデータ周波数成分を取り出すローパス
フィルタ（以下、ＬＰＦと略す）とする構成としてい
る。
るために、本発明の通信装置は、データビットの継続時
間と同一か整数倍かまたは整数分の一のコード長の拡散
符号発生手段と、データ変調された第１の周波数と拡散
後に２つの拡散波の拡散周波数帯域が重なるように選択
した第１の周波数の近傍でかつデータ変調されていない
第２の周波数とを同一の拡散符号でＳＳ変調する各々第
１、第２の変調手段と、第１、第２のＳＳ波をデータビ
ットの継続時間と同一かまたはその整数倍の切り換え時
間のクロックで交互に切り換えて取り出して送出するス
イッチ手段とを備える送信機と、受信したＳＳ波に前記
送信機のスイッチ手段の切り換え時間と同一の遅延時間
を与える遅延手段と、遅延した受信ＳＳ波と遅延しない
受信ＳＳ波とを入力として両者の積出力を得る乗算手段
と、乗算出力から前記第１、第２の周波数の差の周波数
成分を取り出すＢＰＦとを備える受信機とから成り、上
記第２の目的を達成するために、前記送信機の第２の変
調手段の入力周波数を第１の変調手段のものと同一周波
数でかつデータ変調されていないものとし、前記受信機
のＢＰＦに代えてデータ周波数成分を取り出すローパス
フィルタ（以下、ＬＰＦと略す）とする構成としてい
る。
【００１７】
【作用】前記第１の構成により、データを含むＳＳ波と
含まないＳＳ波とがほぼ同じ周波数帯域を共用するので
周波数の利用効率が高く、２つのＳＳ波の周波数差が小
さいので受信機内で２つのＳＳ波を分離せず１つのＢＰ
Ｆを共用化でき、２つのＳＳ波は伝送路およびＢＰＦを
通過するときに殆ど同じ位相歪みを受けることになるの
で（数４）のθが小さくなり乗算後の差周波数成分の抽
出のとき位相歪みは減算により相殺されるという位相の
整合機能を有することになり、ＳＳ波の狭帯域波への変
換効率が高く保たれる。
含まないＳＳ波とがほぼ同じ周波数帯域を共用するので
周波数の利用効率が高く、２つのＳＳ波の周波数差が小
さいので受信機内で２つのＳＳ波を分離せず１つのＢＰ
Ｆを共用化でき、２つのＳＳ波は伝送路およびＢＰＦを
通過するときに殆ど同じ位相歪みを受けることになるの
で（数４）のθが小さくなり乗算後の差周波数成分の抽
出のとき位相歪みは減算により相殺されるという位相の
整合機能を有することになり、ＳＳ波の狭帯域波への変
換効率が高く保たれる。
【００１８】また、前記第２の構成の、１つの周波数か
ら２つのＳＳ波を作ることにより、受信機内の乗算出力
をＬＰＦに通すだけでデータ復調手段を用いずにデータ
を極めて簡単に得ることができる。
ら２つのＳＳ波を作ることにより、受信機内の乗算出力
をＬＰＦに通すだけでデータ復調手段を用いずにデータ
を極めて簡単に得ることができる。
【００１９】
【実施例】（第１実施例）本発明の第１実施例を図１の
通信装置のブロック図、図２の信号のタイミング図、図
３のスペクトラム分布図を参照して説明する。
通信装置のブロック図、図２の信号のタイミング図、図
３のスペクトラム分布図を参照して説明する。
【００２０】図１において、１は第１の周波数ｆをデー
タ変調するデータ変調手段、３はデータビットの継続時
間と同一か整数倍かまたは整数分の一のコード長のＰＮ
を発生するＰＮ発生手段、２および４はそれぞれ第１、
第２の変調手段であって、データ変調されたｆ、及びｆ
に比べて充分に小さい周波数Δｆ分だけ離れかつデータ
変調されていない拡散後に２つの拡散波の拡散周波数帯
域が重なるように選択した第２の周波数ｆ＋ΔｆにＰＮ
を掛け合わせて第１および第２のＳＳ波を作る第１およ
び第２の変調手段、５はデータビットの継続時間と同一
かまたはその整数倍の切り換え時間のクロックで切り換
わり、第１および第２のＳＳ波を交互に取り出して送出
するスイッチ手段で、これらにより送信機が構成されて
いる。
タ変調するデータ変調手段、３はデータビットの継続時
間と同一か整数倍かまたは整数分の一のコード長のＰＮ
を発生するＰＮ発生手段、２および４はそれぞれ第１、
第２の変調手段であって、データ変調されたｆ、及びｆ
に比べて充分に小さい周波数Δｆ分だけ離れかつデータ
変調されていない拡散後に２つの拡散波の拡散周波数帯
域が重なるように選択した第２の周波数ｆ＋ΔｆにＰＮ
を掛け合わせて第１および第２のＳＳ波を作る第１およ
び第２の変調手段、５はデータビットの継続時間と同一
かまたはその整数倍の切り換え時間のクロックで切り換
わり、第１および第２のＳＳ波を交互に取り出して送出
するスイッチ手段で、これらにより送信機が構成されて
いる。
【００２１】６はＳＳ波を選択的に取り込む第１のＢＰ
Ｆ、７は受信ＳＳ波に前記送信機のスイッチ手段の切り
換え時間と同一の遅延時間を与える遅延手段、８は遅延
手段７の出力と第１のＢＰＦ６の出力とを掛け合わせる
乗算手段、９は乗算手段８の出力からデータを含む差の
周波数成分Δｆを取り出す第二のＢＰＦ、１０はデータ
を含むΔｆからデータを復調するデータ復調手段で、こ
れらにより受信機が構成されている。
Ｆ、７は受信ＳＳ波に前記送信機のスイッチ手段の切り
換え時間と同一の遅延時間を与える遅延手段、８は遅延
手段７の出力と第１のＢＰＦ６の出力とを掛け合わせる
乗算手段、９は乗算手段８の出力からデータを含む差の
周波数成分Δｆを取り出す第二のＢＰＦ、１０はデータ
を含むΔｆからデータを復調するデータ復調手段で、こ
れらにより受信機が構成されている。
【００２２】以上の構成による本実施例の動作を説明す
る。第１の変調手段２の出力のスペクトラム分布は（数
５）で表され、
る。第１の変調手段２の出力のスペクトラム分布は（数
５）で表され、
【００２３】
【数５】
【００２４】図３（ｂ）に示すように拡散したスペクト
ラム１本ずつがデータ変調のためにデータ速度に対応す
る幅を持っている。
ラム１本ずつがデータ変調のためにデータ速度に対応す
る幅を持っている。
【００２５】第２の変調手段４の出力のスペクトラム分
布は（数６）で表され、
布は（数６）で表され、
【００２６】
【数６】
【００２７】データを含んでいないので図３（ａ）に示
すように輝線スペクトラムの集合となるが、その間隔お
よび拡散帯域幅は前記第１の変調手段２の出力のスペク
トラムと同一である。
すように輝線スペクトラムの集合となるが、その間隔お
よび拡散帯域幅は前記第１の変調手段２の出力のスペク
トラムと同一である。
【００２８】このようなスペクトラム分布を示すＳＳ波
を、スイッチ手段５がデータビットの継続時間と同一か
またはその整数倍の切り換え時間のクロックで交互に切
り換えて取り出して送出している様子を図２（ａ）に示
す。
を、スイッチ手段５がデータビットの継続時間と同一か
またはその整数倍の切り換え時間のクロックで交互に切
り換えて取り出して送出している様子を図２（ａ）に示
す。
【００２９】受信機側では、乗算手段８の一方の入力と
して図２（ａ）に示す信号が入るが、他方の入力には遅
延手段７により図２（ａ）に送信機のスイッチ手段の切
り換え時間と同一の遅延時間を与えられた図２（ｂ）が
加えられ、（数７）の乗算が行われ、
して図２（ａ）に示す信号が入るが、他方の入力には遅
延手段７により図２（ａ）に送信機のスイッチ手段の切
り換え時間と同一の遅延時間を与えられた図２（ｂ）が
加えられ、（数７）の乗算が行われ、
【００３０】
【数７】
【００３１】第２のＢＰＦ９によって（数８）
【００３２】
【数８】
【００３３】で表される図２（ｃ）および図３（ｃ）に
示すデータを含む差の周波数成分Δｆが取り出される。
示すデータを含む差の周波数成分Δｆが取り出される。
【００３４】すなわち、データを含むＳＳ波と含まない
ＳＳ波とがほぼ同じ周波数帯域を共用するので周波数の
利用効率が高く、２つのＳＳ波の周波数差が小さいので
受信機内で２つのＳＳ波を分離せず１つのＢＰＦを共用
化でき、２つのＳＳ波は伝送路およびＢＰＦを通過する
ときに殆ど同じ位相歪みを受けることになるので（数
４）のθが小さくなり乗算後の差周波数成分の抽出のと
き位相歪みは減算により相殺されるという位相の整合機
能を有することになり、ＳＳ波の狭帯域波への変換効率
が高く保たれる。
ＳＳ波とがほぼ同じ周波数帯域を共用するので周波数の
利用効率が高く、２つのＳＳ波の周波数差が小さいので
受信機内で２つのＳＳ波を分離せず１つのＢＰＦを共用
化でき、２つのＳＳ波は伝送路およびＢＰＦを通過する
ときに殆ど同じ位相歪みを受けることになるので（数
４）のθが小さくなり乗算後の差周波数成分の抽出のと
き位相歪みは減算により相殺されるという位相の整合機
能を有することになり、ＳＳ波の狭帯域波への変換効率
が高く保たれる。
【００３５】（第２実施例）本発明の第２実施例を図４
の通信装置のブロック図、図５の信号のタイミング図、
図６のスペクトラム分布図を参照して、主に第１の実施
例との相違点について説明する。
の通信装置のブロック図、図５の信号のタイミング図、
図６のスペクトラム分布図を参照して、主に第１の実施
例との相違点について説明する。
【００３６】図４において、２および４はそれぞれ第
１、第２の変調手段であって、データ変調された第１の
周波数ｆおよびデータ変調されていない同じ第１の周波
数ｆに各々ＰＮを掛け合わせて第１および第２のＳＳ波
を作る第１および第２の変調手段、１１は第１実施例の
第２のＢＰＦ９に代えてデータ周波数成分を直接に取り
出すＬＰＦである。
１、第２の変調手段であって、データ変調された第１の
周波数ｆおよびデータ変調されていない同じ第１の周波
数ｆに各々ＰＮを掛け合わせて第１および第２のＳＳ波
を作る第１および第２の変調手段、１１は第１実施例の
第２のＢＰＦ９に代えてデータ周波数成分を直接に取り
出すＬＰＦである。
【００３７】以上の構成による第２の実施例の動作を説
明する。第１の変調手段２の出力のスペクトラム分布は
（数５）で表され、図６（ｂ）に示すように拡散したス
ペクトラム１本ずつがデータ変調のためにデータ速度に
対応する幅を持っている。
明する。第１の変調手段２の出力のスペクトラム分布は
（数５）で表され、図６（ｂ）に示すように拡散したス
ペクトラム１本ずつがデータ変調のためにデータ速度に
対応する幅を持っている。
【００３８】第２の変調手段４の出力のスペクトラム分
布は（数９）で表され、
布は（数９）で表され、
【００３９】
【数９】
【００４０】データを含んでいないので図６（ａ）に示
すように輝線スペクトラムの集合となるが、その間隔お
よび拡散帯域幅は前記第１の変調手段２の出力のスペク
トラムと同一である。
すように輝線スペクトラムの集合となるが、その間隔お
よび拡散帯域幅は前記第１の変調手段２の出力のスペク
トラムと同一である。
【００４１】このようなスペクトラム分布を示すＳＳ波
を、スイッチ手段５がデータビットの継続時間と同一か
またはその整数倍の切り換え時間のクロックで交互に切
り換えて取り出して送出している様子を図５（ａ）に示
す。
を、スイッチ手段５がデータビットの継続時間と同一か
またはその整数倍の切り換え時間のクロックで交互に切
り換えて取り出して送出している様子を図５（ａ）に示
す。
【００４２】受信機側では、乗算手段８の一方の入力と
して図５（ａ）に示す信号が入るが、他方の入力には遅
延手段７により、図５（ａ）に送信機のスイッチ手段の
切り換え時間と同一の遅延時間を与えられた図５（ｂ）
が加えられ、（数１０）の乗算が行われ、
して図５（ａ）に示す信号が入るが、他方の入力には遅
延手段７により、図５（ａ）に送信機のスイッチ手段の
切り換え時間と同一の遅延時間を与えられた図５（ｂ）
が加えられ、（数１０）の乗算が行われ、
【００４３】
【数１０】
【００４４】
【数１１】
【００４５】で表される図５（ｃ）および図６（ｃ）に
示すデータが取り出される。すなわち、１つの周波数か
らデータを含むものと含まないものとの２つのＳＳ波を
作ることにより、受信機内の乗算出力をＬＰＦに通すだ
けでデータ復調手段を用いずにデータを極めて簡単に得
ることができる。
示すデータが取り出される。すなわち、１つの周波数か
らデータを含むものと含まないものとの２つのＳＳ波を
作ることにより、受信機内の乗算出力をＬＰＦに通すだ
けでデータ復調手段を用いずにデータを極めて簡単に得
ることができる。
【００４６】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、周波数
の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位相歪みを補正す
る整合機能を有する通信装置が実現できると共に、デー
タ復調がより簡単に行われる通信装置を実現できる。
の利用効率が高く、伝送路やＢＰＦの位相歪みを補正す
る整合機能を有する通信装置が実現できると共に、デー
タ復調がより簡単に行われる通信装置を実現できる。
【図１】本発明の通信装置の第１実施例の構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図２】同実施例における信号のタイミング図
【図３】同実施例における信号のスペクトラム分布図
【図４】本発明の第２実施例の構成を示すブロック図
【図５】同実施例における信号のタイミング図
【図６】同実施例における信号のスペクトラム分布図
【図７】従来の通信装置の構成を示すブロック図
【図８】同従来装置における信号のスペクトラム分布図
１ データ変調手段 ２ 第１の変調手段 ３ 拡散符号発生手段 ４ 第２の変調手段 ５ スイッチ手段 ６ 第１のバンドパスフィルタ ７ 遅延手段 ８ 乗算手段 ９ 第２のバンドパスフィルタ １０ データ復調手段 １１ ローパスフィルタ ２５ 加算手段
Claims (2)
- 【請求項１】データビットの継続時間と同一か整数倍か
または整数分の一のコード長の拡散符号を発生する拡散
符号発生手段と、データ変調された第１の周波数と拡散
後に２つの拡散波の拡散周波数帯域が重なるように選択
した第１の周波数の近傍でかつデータ変調されていない
第２の周波数とを前記同一の拡散符号でスペクトラム拡
散変調する各々第１、第２の変調手段と、第１、第２の
変調手段の出力である第１、第２の拡散波をデータビッ
トの継続時間と同一かまたはその整数倍の切り換え時間
のクロックで交互に切り換えて取り出して送出するスイ
ッチ手段とを備える送信機と、受信した前記拡散波に前
記送信機のスイッチ手段の切り換え時間と同一の遅延時
間を与える遅延手段と、遅延した受信拡散波と遅延しな
い受信拡散波とを入力として両者の積出力を得る乗算手
段と、乗算出力から前記第１、第２の周波数の差の周波
数成分を取り出すバンドパスフィルタとを備える受信機
とから成る通信装置。 - 【請求項２】送信機の第２の変調手段の入力周波数を第
１の変調手段のものと同一周波数でかつデータ変調され
ていないものとし、受信機のバンドパスフィルタに代え
てデータ周波数成分を取り出すローパスフィルタとし
た、請求項１に記載の通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5131804A JPH06350557A (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5131804A JPH06350557A (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350557A true JPH06350557A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15066504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5131804A Pending JPH06350557A (ja) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | 通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06350557A (ja) |
-
1993
- 1993-06-02 JP JP5131804A patent/JPH06350557A/ja active Pending
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