JPH0638549A - 電源用ｄｃ−ａｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ハーフ・ブリッジ構成の主トランジスタ対と
トランスとの正帰還ループに遅延の第一タイマと発振周
波数を決める第二タイマを設けて、安全にして安価かつ
変換効率の向上を図る。 【構成】 主回路であるハーフ・ブリッジを構成するト
ランジスタ対１４a、１４bとトランスＴ4との帰還ルー
プにスイッチ手段１２a、１２bと、これらを遅延させて
通電させる第一タイマ１１a、１１bと、スイッチ手段１
２a、１２bを遮断して発振周波数を決める第二タイマ１
３a、１３bと、により構成した自励振型の電源用ＤＣ−
ＡＣコンバータ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、入力直流電源に対し
て、ダイオードを併設した主トランジスタ対と、コンデ
ンサ対と、所定の帰還巻線と二次出力巻線を有するトラ
ンスの一次巻線とでハーフ・ブリッジを構成してなる電
源用ＤＣ−ＡＣ（直流−交流）コンバータに係り、特に
主トランジスタ対を効果的に駆動することで変換効率を
高くした自励振動型の電源用ＤＣ−ＡＣコンバータの構
成に関する。

【０００２】

【従来の技術】電源用ＤＣ−ＡＣコンバータは、例えば
商用電源を整流した直流を小形のトランスを用いて一次
側で数十ＫＨｚ以上の高周波でスイッチングし、二次側
で高周波電力を放出するようになっている。この高周波
電力を直流変換し、電子機器の電源として用いる方式
は、数十年前から多くの提案がなされている。

【０００３】図９は電源用ＤＣ−ＡＣコンバータの従来
技術による実施例を示す図である（ＣＱ出版１９９０年
３月発行「スイッチング・レギュレタ設計ノウハウ」１
４５頁図５−９）。この図において、ＶｐとＧＮＤ1は
入力直流電源端子と、その電圧を表す。ＧＮＤ1は一次
側の接地も表す。１は駆動回路で所定の周波数で発振し
て、位相が逆の図１０の（a）と（b）の様な出力１aと
１bを放出する。２aと２bはダイオード１３aと１３bを
併設した主トランジスタ対である。４aと４bは電圧Ｖｐ
を２分するコンデンサ対である。Ｔ3は一次巻線Ｌ31と
補助電源巻線Ｌ32と出力巻線Ｌ33を有するトランスであ
る。駆動回路１は、起動時に入力Ｖｐより電力を受け、
ある時間経過後は補助電源巻線Ｌ32より供給される。主
トランジスタ対２aと２b、コンデンサ対４aと４b、巻線
Ｌ31でハーフ・ブリッジを構成する。ＣＬはセンタライ
ンを示す。

【０００４】この構成で、トランスＴ1とＴ2は出力１a
と１bをレベル変換して主トランジスタ対を図１０の
（a）と（b）の様にデッドタイムを設けて交互に通電さ
せる。デッドタイムを設けるのは、主トランジスタ対２
aと２bが同時導通して入力電源を短絡して破壊するのを
防止する為である。図１０（c）は巻線Ｌ31に流れる＋
−I1の三角波の励磁電流である。これは巻線Ｌ33に負荷
が無い場合である。負荷がある場合は、図１０（d）の
ように励磁電流と負荷電流を合成した＋−I2の電流とな
る。

【０００５】ところで、励磁電流はダイオード１３aと
１３bにも流れて入力電源に帰還して大部分損失とはな
らない。従って、衆知の主回路であるハーフ・ブリッジ
構成の変換部は、変換効率が高い。しかし、図９の従来
技術はデッドタイムを設ける為に複雑な駆動回路１とレ
ベル変換の二個のトランスが必要となる。尚、所定の発
振周波数を有する駆動回路１を外部に設ける方式を他励
振型と称する。

【０００６】以上が従来技術による電源用ＤＣ−ＡＣコ
ンバータの実施例であった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前述の従来技
術は衆知の主回路のハーフ・ブリッジでの変換効率は良
いが、タイミング生成の為の複雑な駆動回路と二個のト
ランスを含めた総合効率は悪化する問題点を有する。ま
た、他励方式による余計な構成要素の付加によるコスト
上昇を招く問題点も有する。

【０００８】本発明はこれらの問題点を鑑みてなされた
もので、その目的とするところは主回路のハーフ・ブリ
ッジを含めた自励振型に対して構成要素の低減による総
合変換効率を向上させることと、コスト低減した電源用
ＤＣ−ＡＣコンバータを提供することにある。

【０００９】

【課題を解決する為の手段】この様な課題を解決するた
めに本発明の電源用ＤＣ−ＡＣコンバータは、入力直流
電源に対してダイオードを併設した主トランジスタ対
と、コンデンサ対と、所定の帰還巻線と二次出力巻線を
有するトランスの一次巻線とによりハーフ・ブリッジを
構成してなっており、主トランジスタ対の制御電極に所
定の帰還巻線の帰還電圧を与えるスイッチ手段と、所定
の帰還巻線の帰還電圧を遅らせる信号をスイッチ手段に
与える第一タイマと、スイッチ手段の出力端を短絡して
発振周波数を決める第二タイマとにより構成され、二次
出力巻線より高周波電力を放出する電源用ＤＣ−ＡＣコ
ンバータで構成要素を低減し、総合変換効率を高く、か
つコストを低くしたことを特徴としている。

【００１０】さらに、第一タイマの時定数の設定を帰還
電圧（入力電源の電圧に比例）に対して略反比例させる
ことで入力電源電圧に依らず二次出力巻線の高周波電圧
を整流・平滑化させ、ほぼ安定した直流電圧を得るとい
う特徴を有する。

【００１１】

【実施例】図１は本発明に於ける具体的なブロックと回
路構成を示す図である。

【００１２】ハーフ・ブリッジを構成するトランジスタ
対は、Ｎ型の電界効果型のトランジスタ１４aと１４b
に、トランスＴ4は一次巻線Ｌ41と帰還巻線Ｌｂ1とＬｂ
2と図示してない出力巻線を有するものに変更した。巻
線上の黒点は巻線方向を表す。１５aと１５bは内部の寄
生ダイオードである。電界効果型のトランジスタを用い
るのは、このダイオードが見かけ上省略できること、バ
イポーラトランジスタの様なストレイジタイムが存在し
ないために高速スイッチング可能になることなどによ
る。但し、ゲート・ソース間の寄生容量１６aと１６b、
図示してないがドレイン・ゲート間とドレイン・ソース
間の寄生容量が１５００ｐＦ程度と大きいので、駆動イ
ンピダンスを小さくする必要がある。しかし、従来通り
バイポーラトランジスタを使用しても本発明の主旨を変
えるものではない。抵抗１７aと１７bと、１８aと１８b
は入力直流電源電圧を分圧してトランジスタ対１４aと
１４bのゲートにバイアス電圧を与えて系の自起動性を
確保するものである。これらの抵抗は充分大きな値にし
て寄生容量１６aと１６bとの時定数を系の発振周期より
充分大きく選択する。これは起動した後は系の発振周波
数に影響させない為である。帰還巻線Lb1とLb2の誘起電
圧は、ラインFaとFbにより定電圧源１０aと１０b、スイ
ッチ１２aと１２b、第一タイマ１１aと１１bに接続さ
れ、定電圧源１０aと１０bは定電圧を第一タイマ１１a
と１１b、第二タイマ１３aと１３bにそれぞれ供給され
る。第一タイマ１１aと１１bは上述の誘起電圧を遅らせ
て（デッドタイム）スイッチ１２aと１２bに制御信号を
与える。スイッチ１２aと１２bは低インピーダンス（寄
生容量１６の充電を速くする）でトランジスタ対１４a
と１４bのゲートに導通電圧を交互に与える。トランジ
スタ対１４aと１４bの一方が導通すると、対応するライ
ンFaとFbに＋Ｖが、反対に−Ｖの誘起電圧が正帰還によ
り持続する。これを遮断するのが、第二タイマ１３aと
１３bであり、系の発振周波数を定電圧で作動している
ので入力直流電圧によらず安定に確定する。第二タイマ
１３が作動するとスイッチ１２aまたは１２bの出力が短
絡されて、導通していたトランジスタ対の一方が非導通
に向かう。トランスＴ４の磁束も減る方向になり、ライ
ンLb1とLb2には逆極性の誘起電圧が発生するようにな
る。この逆極性の誘起電圧は第一タイマだけ遅れて他方
のトランジスタ対１４を導通させる。図１はこれを繰り
返して、安定した周波数の高周波電力を二次巻線より放
出する。

【００１３】次に図２で、図１の定電圧源１０、スイッ
チ１２、第一タイマ、第二タイマの具体例を説明する。
定電圧源１０は抵抗３０と、逆向きに接続したゼナー・
ダイオード３１aと３１bとで構成する。巻線Ｌbに発生
する電圧＋−Ｖ、定電圧源１０の出力＋−Ｖzを示すの
が図３（a）と（b）である。

【００１４】第一タイマ１１は時定数を決める抵抗３３
とコンデンサ３４と、トランジスタ３２と、ダイオード
３５とで構成する。トランジスタ３２のべース・エミッ
タ間飽和電圧とダイオード３５の順方向電圧を同じのＶ
thとすると、トランジスタ３２のべース・エミッタ間電
圧は図３（c）の＋−Ｖthの台形波になる。＋Ｖthの部
分がトランジスタ３２の導通期間を示す。傾斜部は時定
数に関係したものでデッドタイムとなる。図３（d）は
トランジスタ対１４の一方のON/OFF状態を示す。 第二
タイマは時定数を決める抵抗４１とコンデンサ４２、ト
ランジスタ４０と、ダイオード４３とより構成する。第
一タイマと同じ構成であるが、時定数がより長く発振周
期の半サイクルを決める。トランジスタ４０のべース電
圧を示すのが図３（e）で＋−Ｖを頂点とする三角波に
なり、短いON期間を示すのが図３（f）である。このON
期間が短いのはトランジスタ４０が導通すると直ちに正
帰還により誘起電圧が反転するからである。このON期間
にトランジスタ４０は寄生容量１６を放電させる。スイ
ッチ１２はトランジスタ３６と、このトランジスタ３６
の逆耐圧を確保するダイオード３８と、電流制限抵抗３
９と、べース抵抗３７とより構成される。電流制限抵抗
３９は数百オーム程度で第二タイマのトランジスタ４０
を保護する。この様に構成した本発明の図１は、安定し
た周波数の高周波電力を放出する。電力損失は、寄生容
量１６の充放電損失と、トランジスタ対１４のスイッチ
ング損失と、トランスＴ４の鉄損と銅損とが主なもで微
々たるもである。発振周波数と扱う電力によるが、変換
効率が９５％以上も得られ、数百ワット程度なら放熱の
配慮が不要である特徴がある。従来技術では精々８０％
台であった。尚、第一と第二タイマの時定数をそれぞれ
t1、t2とすると次のようになる。

【００１５】 t1=C1R1*ln((Vz+Vth)/(Vz-Vth)) t2=C2R2*ln((Vz+Vth)/(Vz-Vth)) 但し、C1、C2とR1、R2は時定数回路のコンデンサと抵抗
の値である。又、lnは自然対数を表す。

【００１６】次に図４で、第一タイマの構成の他の実施
例を説明する。トランジスタ５８を制御するに時定数コ
ンデンサ５９の充電を定電流源５０で実行し、放電はト
ランジスタ６０で誘起電圧が負になった時にべース抵抗
６１でスイッチして実行する。帰還巻線Ｌbの帰還電圧
は入力直流電圧に比例するから、帰還電圧におおまかに
反比例させて定電流源５０の出力５０bの電流を増減さ
せると、デッドタイムが入力直流電圧にほぼ反比例して
変調される。この様にすると、入力直流電圧によらず二
次巻線の誘起電圧を整流・平滑回路に通すとほぼ安定し
た直流電圧が得られる。またこの場合は、これを更に安
定化する二次側の回路負担が容易になる特徴もある。

【００１７】さて、定電流源５０の構成はトランジスタ
５１のべースにゼーナ・ダイオード５２と、抵抗５４に
よる安定したゼーナ電圧を与えてこのゼーナ電圧とエミ
ッタ抵抗５３によってトランジスタ５１のコレクタに定
電流を取り出す。トランジスタ５５のべースを入力端子
として、ここに帰還電圧を抵抗５６と５７で分圧して接
続すると、帰還電圧に比例してトランジスタ５５に流れ
る電流が増加する。これにより出力５０の電流はおおま
かに反比例して減る。従って、コンデンサ５９を充電し
て、トランジスタ５８を導通させるまでの時間（デッド
タイム）がほぼ反比例して長くなる。第二タイマは変化
しないから発振周波数は一定故、トランジスタ対１４の
導通デュ-ティが変化する。これにより、入力電圧が変
化しても出力巻線の電圧×時間積がほぼ一定となり、先
述の効果が得られる。尚、ダイオード５８は帰還巻線Ｌ
bの帰還電圧が負になつた時の定電流源５０の保護で設
ける。又、第一タイマの入力電圧に対応した変調方式
は、図示してないが時定数回路の抵抗に加える電圧を変
調しても良い。

【００１８】図４の動作波形を示すのが図５である。
（a）は直流入力が変動した場合の帰還電圧の変化を示
す。図４の中で実線波形が帰還電圧Ｖ1、点線波形がＶ2
に対応する。（b）はトランジスタ５８のべースの電圧
波形を示し、この場合は負電圧にはならない。（c）は
トランジスタ５８のON/OFF状態を示す。（d）は出力巻
線に負荷があつた場合の電圧波形（＋−Ｖs1、＋−Ｖs
2）とタイミングを表す。負荷が無い場合はほとんどゼ
ロ状態のない矩形波になる。これは、デッドタイムがあ
つても励磁電流は三角波であることによる。

【００１９】次に、図６でトランジスタ対１４が相補性
にした場合の本発明の他の実施例を説明する。１４aを
Ｎ型のトランジスタに、１４bをＰ型のトランジスタに
したもので、トランスＴ5の帰還巻線Ｌbも一個でよく、
回路構成もセンタラインＣＬにほぼ対称になる。Ｌ51は
トランスＴ5の一次巻線、Ｌ52は出力巻線である。定電
圧源を構成する抵抗７０、ゼーナ・ダイオード７１aと
７１bも一組でよい。スイッチ１２aは図４と同じである
が、スイッチ１２bはトランジスタの極性とダイオード
の向きを変更する。第一タイマと第二タイマを構成する
トランジスタ７３aと７３b、７６aと７６bも相補性にし
て、べース電極も共通にして時定数回路も簡略化する。
この時定数回路の構成は抵抗７４とコンデンサ７５、抵
抗７７とコンデンサ７８の一組づつである。べース電極
を共通接続した相補性トランジスタ７９aと７９b、抵抗
８０は必ずしも必要ではないがトランジスタ対１４のOF
Fしている方をより確実にさせる。

【００２０】図６の動作波形を示すのが図７である。
（a）のAが第一タイマのべース波形を、Bが第二タイマ
のべース波形を示す。この場合は、トランジスタ対７
３、７６相互のべース・エミッタ間飽和電圧Ｖthがクラ
ンプ電圧となる。図中で点線のAAとBAは、クランプされ
ないと目標電圧＋−Ｖzになる曲線を表す。図７（b）と
（c）はデッドタイムを設けたトランジスタ対１４相互
のON/OFF状態を示す。

【００２１】次に、本発明の他の実施例図６の第一タイ
マに図４の様な定電流源を適用する場合を図８で説明す
る。

【００２２】定電流源９０は正負両方向の定電流を放出
するもので、ゼーナ・ダイオード９１aと９１bと、抵抗
９２とで生成した両方向の定電圧を全電極を接続した相
補性トランジスタ９３aと９３bのべースに導き抵抗９４
とでトランジスタ対９３のコレクタ側より定電流を取り
出す。この定電流を帰還電圧を抵抗９６と９７で分割し
たものをべース入力とする相補性の９５aと９５bのトラ
ンジスタ対とコンデンサ７５への充電電流と分流して、
ほぼ入力直流電圧に反比例させて図４と同様な効果を得
るものである。

【００２３】以上が、本発明の実施例であるが細部につ
いては種々変形が考えられる。

【００２４】

【発明の効果】以上述べた本発明の構成によれば、ハー
フ・ブリッジの主回路を駆動するにトランスの帰還電圧
を第一タイマで遅らせ、第二タイマで発振周波数を確定
出来ることから、安全にして安価且つ変換効率の高い電
源用ＤＣ−ＡＣコンバータを構成可能にした効果は大き
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に於ける具体的なブロックと回
路を示す図。

【図２】図１のブロックの具体的な回路を示す図。

【図３】図１と図２の動作波形を示す図。

【図４】図１の第一タイマの他の構成回路を示す図。

【図５】図４の動作波形を示す図。

【図６】本発明の他の実施例を示す図。

【図７】図６の動作波形を示す図。

【図８】図７に適用する第一タイマの他の構成回路を示
す図。

【図９】従来技術による実施例を示す図。

【図１０】図９の動作波形を示す図。

【符号の説明】

４a、４b、３４、４２、５９、７５、７８…コンデンサ ２a、２b、１４a、１４b、３２、３６、４０、５１、５
５、５８、７３a、７３b、７６a、７６b、７９a、７９
b、９３a、９３b、９５a、９５b…トランジスタ ３a、３b、１５a、１５b、３５、３８、４３、５８…ダ
イオード ３１a、３１b、５２、７１a、７１b、９１a、９１b…ゼ
ーナ・ダイオード １０a、１０b…定電圧源 １１a、１１b…第一タイマ １３a、１３b…第二タイマ １２a、１２b…スイッチ Ｔ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4、Ｔ5…トランス Ｖp…直流入力端子または電圧 ＧＮＤ1…一次側の接地 ＣＬ…センタライン Ｆa、Ｆb…帰還線 Ｌ31、Ｌ32、Ｌ33、Ｌ41、Ｌb1、Ｌb2、Ｌb…トランス
の巻線

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力直流電源に対して、ダイオードを併
   設した主トランジスタ対と、コンデンサー対と、所定の
   帰還巻線と二次出力巻線を有するトランスの一次巻線と
   でハーフ・ブリッジを構成してなる電源用ＤＣ−ＡＣ
   （直流−交流）コンバータに於て、前記主トランジスタ
   対の制御電極に前記所定の帰還巻線の帰還電圧を与える
   スイッチ手段と、前記所定の帰還巻線の帰還電圧を遅ら
   せる信号を前記スイッチ手段に与える第一タイマと、前
   記スイッチ手段の出力端を短絡して発振周波数を決める
   第二タイマとにより構成され、前記二次出力巻線より高
   周波電力を放出することを特徴とする電源用ＤＣ−ＡＣ
   コンバータ。
2. 【請求項２】 前記第一タイマの時定数の設定を、前記
   帰還電圧（これは前記入力電源の電圧に比例する）に略
   反比例するようにしたことを特徴とする請求項１記載の
   電源用ＤＣ−ＡＣコンバータ。