JPH0645962A - 送受信装置 - Google Patents
送受信装置Info
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- JPH0645962A JPH0645962A JP4194138A JP19413892A JPH0645962A JP H0645962 A JPH0645962 A JP H0645962A JP 4194138 A JP4194138 A JP 4194138A JP 19413892 A JP19413892 A JP 19413892A JP H0645962 A JPH0645962 A JP H0645962A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＴＤＤ方式，ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式などの送
受信装置において、簡単な構成で送信系回路と受信系回
路との干渉を防ぐことができるようにする。 【構成】 １つのチャンネルを送信スロットと受信スロ
ットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット及
び受信スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送受
信装置において、送信信号の変調回路２０として、発振
信号を移相手段２１により相互に位相がずれた２系統の
信号とし、この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，２
３にて分周し、このそれぞれの分周信号を送信データで
変調すると共に、それぞれの分周器２２，２３の出力
を、受信スロットの期間に禁止するようにした。
受信装置において、簡単な構成で送信系回路と受信系回
路との干渉を防ぐことができるようにする。 【構成】 １つのチャンネルを送信スロットと受信スロ
ットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット及
び受信スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送受
信装置において、送信信号の変調回路２０として、発振
信号を移相手段２１により相互に位相がずれた２系統の
信号とし、この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，２
３にて分周し、このそれぞれの分周信号を送信データで
変調すると共に、それぞれの分周器２２，２３の出力
を、受信スロットの期間に禁止するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式
などのＴＤＤ方式が適用される通信方式用の送受信装置
に関する。
などのＴＤＤ方式が適用される通信方式用の送受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレポイントシステム，パーソナルハン
ディフォンなどに適用されるデジタル携帯電話機におい
ては、送信と受信とを同一の周波数とし、いわゆるピン
ポン伝送を行うＴＤＤ方式（時分割二重方式）或いはＴ
ＤＭＡ／ＴＤＤ方式（時分割多元接続／時分割二重方
式）が採用されているものがある。
ディフォンなどに適用されるデジタル携帯電話機におい
ては、送信と受信とを同一の周波数とし、いわゆるピン
ポン伝送を行うＴＤＤ方式（時分割二重方式）或いはＴ
ＤＭＡ／ＴＤＤ方式（時分割多元接続／時分割二重方
式）が採用されているものがある。
【０００３】即ち、ＴＤＤ方式の場合、例えば図６に示
すように、１つのチャンネル（周波数）が、時間的に送
信スロットＴと受信スロットＲとに分割され、これらス
ロットＴ，Ｒが交互に繰り返されると共に、これらスロ
ットＴ，Ｒの間に、ガードタイムＴｇが設けられる。こ
の場合、例えば各スロットＴ，Ｒは１ｍ秒とされ、ガー
ドタイムＴｇは数１０μ秒とされる。そして、携帯電話
機では、送信スロットＴに基地局への通信を行い、受信
スロットＲに基地局からの受信を行う。
すように、１つのチャンネル（周波数）が、時間的に送
信スロットＴと受信スロットＲとに分割され、これらス
ロットＴ，Ｒが交互に繰り返されると共に、これらスロ
ットＴ，Ｒの間に、ガードタイムＴｇが設けられる。こ
の場合、例えば各スロットＴ，Ｒは１ｍ秒とされ、ガー
ドタイムＴｇは数１０μ秒とされる。そして、携帯電話
機では、送信スロットＴに基地局への通信を行い、受信
スロットＲに基地局からの受信を行う。
【０００４】また、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の場合には、
１台の携帯電話機と基地局との間の通信で、１チャンネ
ル内の送信スロットＴと受信スロットＲとを、数周期に
１回だけ使用し、同一チャンネル内の他の送信スロット
Ｔと受信スロットＲとを、他の携帯電話機と基地局との
間の通信に使用して、１チャンネルで複数台の通信装置
間の通信ができるように多重化したものである。従っ
て、送受信装置の送信回路や受信回路の基本的な構成
は、ＴＤＤ方式とＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式とで同じであ
り、送受信のタイミング制御などが両方式で異なるだけ
である。
１台の携帯電話機と基地局との間の通信で、１チャンネ
ル内の送信スロットＴと受信スロットＲとを、数周期に
１回だけ使用し、同一チャンネル内の他の送信スロット
Ｔと受信スロットＲとを、他の携帯電話機と基地局との
間の通信に使用して、１チャンネルで複数台の通信装置
間の通信ができるように多重化したものである。従っ
て、送受信装置の送信回路や受信回路の基本的な構成
は、ＴＤＤ方式とＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式とで同じであ
り、送受信のタイミング制御などが両方式で異なるだけ
である。
【０００５】そして、このような送受信を行うＴＤＤ方
式の送受信装置の送信回路及び受信回路は、例えば図７
に示すように構成されている。
式の送受信装置の送信回路及び受信回路は、例えば図７
に示すように構成されている。
【０００６】まず、受信系について説明すると、アンテ
ナ１からの受信信号（その回線周波数をＦ0 とする）が
送受信切換スイッチ２を通じて、バンドパスフィルタ３
に供給される。バンドパスフィルタ３の出力は、増幅器
４を介して混合器５に供給されて、送信系と受信系とで
共通のチャンネル選択用の周波数シンセサイザ２７から
混合器５に供給される周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1
の局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパス
フィルタ６に供給されて、周波数がＦｉ1 の第１中間周
波信号に変換される。この第１中間周波信号が混合器７
に供給されて、局部発振器８から混合器７に供給される
局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフ
ィルタ９に供給されて、周波数がＦｉ2 の第２中間周波
信号に変換されて、出力端子１０から復調器（図示せ
ず）に供給される。
ナ１からの受信信号（その回線周波数をＦ0 とする）が
送受信切換スイッチ２を通じて、バンドパスフィルタ３
に供給される。バンドパスフィルタ３の出力は、増幅器
４を介して混合器５に供給されて、送信系と受信系とで
共通のチャンネル選択用の周波数シンセサイザ２７から
混合器５に供給される周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1
の局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパス
フィルタ６に供給されて、周波数がＦｉ1 の第１中間周
波信号に変換される。この第１中間周波信号が混合器７
に供給されて、局部発振器８から混合器７に供給される
局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフ
ィルタ９に供給されて、周波数がＦｉ2 の第２中間周波
信号に変換されて、出力端子１０から復調器（図示せ
ず）に供給される。
【０００７】次に、送信系を説明すると、発振器１２が
出力する周波数ＦL がＦL ＝Ｆｉ1の搬送波信号を直交
変調回路１３に供給する。また、入力端子１４，１５か
らの２系列のベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調回路１
３に供給して、位相差が９０°の搬送波信号を変調し、
その被変調信号を合成して被直交変調信号を得る。この
被直交変調信号は混合器１６に供給されて、受信系と共
通の周波数シンセサイザ１１から混合器１６に供給され
る周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と混
合され、その混合出力がバンドパスフィルタ１７に供給
されて、周波数がＦ0 の送信信号が得られ、これが増幅
器１８及び送受信切換スイッチ２を介して、アンテナ１
に供給されて送信される。
出力する周波数ＦL がＦL ＝Ｆｉ1の搬送波信号を直交
変調回路１３に供給する。また、入力端子１４，１５か
らの２系列のベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調回路１
３に供給して、位相差が９０°の搬送波信号を変調し、
その被変調信号を合成して被直交変調信号を得る。この
被直交変調信号は混合器１６に供給されて、受信系と共
通の周波数シンセサイザ１１から混合器１６に供給され
る周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と混
合され、その混合出力がバンドパスフィルタ１７に供給
されて、周波数がＦ0 の送信信号が得られ、これが増幅
器１８及び送受信切換スイッチ２を介して、アンテナ１
に供給されて送信される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
送受信装置においては、送信系回路の出力信号が受信系
回路での受信処理に悪影響を与えることのないように、
受信スロットの期間には、送信系回路を停止させるのが
好ましい。即ち、ＴＤＤ方式やＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式
は、送信周波数と受信周波数が同一であるため、送信系
回路と受信系回路との干渉が非常に問題になる。ところ
が、実際には送信スロットや受信スロットの期間は非常
に短期間であるので、受信スロットの期間だけ全ての送
信系回路を停止させるのは困難である。
送受信装置においては、送信系回路の出力信号が受信系
回路での受信処理に悪影響を与えることのないように、
受信スロットの期間には、送信系回路を停止させるのが
好ましい。即ち、ＴＤＤ方式やＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式
は、送信周波数と受信周波数が同一であるため、送信系
回路と受信系回路との干渉が非常に問題になる。ところ
が、実際には送信スロットや受信スロットの期間は非常
に短期間であるので、受信スロットの期間だけ全ての送
信系回路を停止させるのは困難である。
【０００９】このため、本出願人は先に、発振器１２と
直交変調回路１３との間に、接続スイッチを設け、送信
スロットの期間だけこのスイッチを接続させ、受信スロ
ットの期間ではこのスイッチを非接続状態として、発振
器１２が出力する搬送波信号が送信スロットの期間だけ
直交変調回路１３に供給されるようにした送受信装置を
提案した。このように構成したことで、受信スロットの
期間には直交変調回路１３に搬送波信号が供給されず、
受信スロットの期間に直交変調回路１３が送信信号を出
力しなくなり、受信スロットの期間における受信処理
に、送信信号が悪影響を及ぼすことがない。
直交変調回路１３との間に、接続スイッチを設け、送信
スロットの期間だけこのスイッチを接続させ、受信スロ
ットの期間ではこのスイッチを非接続状態として、発振
器１２が出力する搬送波信号が送信スロットの期間だけ
直交変調回路１３に供給されるようにした送受信装置を
提案した。このように構成したことで、受信スロットの
期間には直交変調回路１３に搬送波信号が供給されず、
受信スロットの期間に直交変調回路１３が送信信号を出
力しなくなり、受信スロットの期間における受信処理
に、送信信号が悪影響を及ぼすことがない。
【００１０】ところが、このような処理のために、発振
器１２と直交変調回路１３との間に接続スイッチを設け
ると、それだけ送受信装置の構成が複雑になる不都合が
あった。
器１２と直交変調回路１３との間に接続スイッチを設け
ると、それだけ送受信装置の構成が複雑になる不都合が
あった。
【００１１】本発明はかかる点に鑑み、この種の送受信
装置において、簡単な構成で送信系回路と受信系回路と
の干渉を防ぐことができるようにすることにある。
装置において、簡単な構成で送信系回路と受信系回路と
の干渉を防ぐことができるようにすることにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図１に
示すように、１つのチャンネルを送信スロットと受信ス
ロットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット
及び受信スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送
受信装置において、送信信号の変調回路２０として、発
振信号を移相手段２１により相互に位相がずれた２系統
の信号とし、この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，
２３にて分周し、このそれぞれの分周信号を送信データ
で変調すると共に、それぞれの分周器２２，２３の出力
を、受信スロットの期間に禁止するようにしたものであ
る。
示すように、１つのチャンネルを送信スロットと受信ス
ロットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット
及び受信スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送
受信装置において、送信信号の変調回路２０として、発
振信号を移相手段２１により相互に位相がずれた２系統
の信号とし、この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，
２３にて分周し、このそれぞれの分周信号を送信データ
で変調すると共に、それぞれの分周器２２，２３の出力
を、受信スロットの期間に禁止するようにしたものであ
る。
【００１３】また本発明は、例えば図１に示すように、
１つのチャンネルを送信スロットと受信スロットとに時
分割し、１つのチャンネルの送信スロット及び受信スロ
ットに、送信及び受信を時分割式に行う送受信装置にお
いて、送信信号の変調回路２０として、発振信号を移相
手段２１により相互に位相がずれた２系統の信号とし、
この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，２３にて分周
し、このそれぞれの分周信号を送信データで変調すると
共に、それぞれの分周器２２，２３の分周比を、受信ス
ロットの期間は変更するようにしたものである。
１つのチャンネルを送信スロットと受信スロットとに時
分割し、１つのチャンネルの送信スロット及び受信スロ
ットに、送信及び受信を時分割式に行う送受信装置にお
いて、送信信号の変調回路２０として、発振信号を移相
手段２１により相互に位相がずれた２系統の信号とし、
この２系統の信号をそれぞれ分周器２２，２３にて分周
し、このそれぞれの分周信号を送信データで変調すると
共に、それぞれの分周器２２，２３の分周比を、受信ス
ロットの期間は変更するようにしたものである。
【００１４】また、それぞれの場合に、分周器２２，２
３の分周比を、２のべき乗分の１にしたものである。
３の分周比を、２のべき乗分の１にしたものである。
【００１５】
【作用】本発明によると、変調回路を構成する分周器の
出力を、受信スロットの期間に禁止するようにしたこと
で、受信スロットの期間に変調回路から変調周波数の信
号が出力されなくなり、受信スロットの期間に送信系回
路が受信系回路に対して妨害波を出力することがなくな
る。
出力を、受信スロットの期間に禁止するようにしたこと
で、受信スロットの期間に変調回路から変調周波数の信
号が出力されなくなり、受信スロットの期間に送信系回
路が受信系回路に対して妨害波を出力することがなくな
る。
【００１６】また本発明によると、変調回路を構成する
分周器の分周比を、受信スロットの期間に変更するよう
にしたことで、受信スロットの期間に変調回路から出力
される信号が変調周波数とは異なる周波数の信号にな
り、受信スロットの期間に送信系回路の出力が受信系回
路に対して妨害することがなくなる。
分周器の分周比を、受信スロットの期間に変更するよう
にしたことで、受信スロットの期間に変調回路から出力
される信号が変調周波数とは異なる周波数の信号にな
り、受信スロットの期間に送信系回路の出力が受信系回
路に対して妨害することがなくなる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１〜図３を参照
して説明する。この図１〜図３において、図６及び図７
に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省
略する。
して説明する。この図１〜図３において、図６及び図７
に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省
略する。
【００１８】本例においては、従来例と同様にＴＤＤ方
式の送受信装置に適用したもので、その直交変調回路を
図１に示すように構成する。即ち、図１において、２０
は直交変調回路を示し、この直交変調回路２０は、発振
器１２から供給される搬送波周波数ｆ0 の４倍の周波数
４ｆ0 の信号が、移相器２１に供給される。この移相器
２１は、フリップフロップで構成され、周波数４ｆ0 の
信号の１周期毎に出力パルスＱ又はＱ（反転）が反転す
る。従って、出力パルスＱと出力パルスＱ（反転）と
は、周波数が入力パルスの１／２の２ｆ0 とされ、図２
のＡ及びＢに示すように、それぞれの信号ＱとＱ（反
転）とで、位相が相互に１８０°ずれた信号とされる。
式の送受信装置に適用したもので、その直交変調回路を
図１に示すように構成する。即ち、図１において、２０
は直交変調回路を示し、この直交変調回路２０は、発振
器１２から供給される搬送波周波数ｆ0 の４倍の周波数
４ｆ0 の信号が、移相器２１に供給される。この移相器
２１は、フリップフロップで構成され、周波数４ｆ0 の
信号の１周期毎に出力パルスＱ又はＱ（反転）が反転す
る。従って、出力パルスＱと出力パルスＱ（反転）と
は、周波数が入力パルスの１／２の２ｆ0 とされ、図２
のＡ及びＢに示すように、それぞれの信号ＱとＱ（反
転）とで、位相が相互に１８０°ずれた信号とされる。
【００１９】そして、この相互に１８０°位相がずれた
２系統の出力Ｑ及び出力Ｑ（反転）を、分周器２２及び
２３に供給する。このそれぞれの分周器２２及び２３
は、分周比が１／２とされ、図２のＡ及びＢに示す周波
数２ｆ0 のパルスを、図２のＣ及びＤに示す周波数ｆ0
のパルスに１／２分周する。この場合、分周器２２に供
給されるパルスと、分周器２３に供給されるパルスとで
は、位相が反転しているので、分周器２２で１／２分周
されたパルス（図２のＣ）と、分周器２３で１／２分周
されたパルス（図２のＤ）とで、９０°位相がずれた状
態になる。
２系統の出力Ｑ及び出力Ｑ（反転）を、分周器２２及び
２３に供給する。このそれぞれの分周器２２及び２３
は、分周比が１／２とされ、図２のＡ及びＢに示す周波
数２ｆ0 のパルスを、図２のＣ及びＤに示す周波数ｆ0
のパルスに１／２分周する。この場合、分周器２２に供
給されるパルスと、分周器２３に供給されるパルスとで
は、位相が反転しているので、分周器２２で１／２分周
されたパルス（図２のＣ）と、分周器２３で１／２分周
されたパルス（図２のＤ）とで、９０°位相がずれた状
態になる。
【００２０】そして、両分周器２２及び２３の出力パル
スを、ローパスフィルタ２４及び２５に供給し、高域成
分の除去を行って図２のＥ及びＦに示す波形とする。そ
して、このローパスフィルタ２４及び２５の出力波形
を、混合器２６及び２７とに供給し、端子１４及び１５
に得られる２系列のベースバンド信号Ｉ及びＱを、各ロ
ーパスフィルタ２４及び２５の出力に混合し、ローパス
フィルタ２４及び２５の出力波形で変調されたデータと
する。そして、両混合器２６及び２７の出力を加算器２
８に供給して１系統の信号とし、この加算器２８が出力
する１系統の信号を、直交変調回路２０の出力として出
力端子２９に供給する。そして、この出力端子２９か
ら、送信チャンネルへの変調用の混合器１６（図７参
照）に供給する。この出力端子２９に得られる信号は、
伝送データが周波数ｆ0 で直交変調された信号となって
いる。
スを、ローパスフィルタ２４及び２５に供給し、高域成
分の除去を行って図２のＥ及びＦに示す波形とする。そ
して、このローパスフィルタ２４及び２５の出力波形
を、混合器２６及び２７とに供給し、端子１４及び１５
に得られる２系列のベースバンド信号Ｉ及びＱを、各ロ
ーパスフィルタ２４及び２５の出力に混合し、ローパス
フィルタ２４及び２５の出力波形で変調されたデータと
する。そして、両混合器２６及び２７の出力を加算器２
８に供給して１系統の信号とし、この加算器２８が出力
する１系統の信号を、直交変調回路２０の出力として出
力端子２９に供給する。そして、この出力端子２９か
ら、送信チャンネルへの変調用の混合器１６（図７参
照）に供給する。この出力端子２９に得られる信号は、
伝送データが周波数ｆ0 で直交変調された信号となって
いる。
【００２１】そして本例においては、この直交変調回路
２０内の移相器２１での処理と、分周器２２及び２３で
の処理とを、制御回路３０の制御で行うようにしてあ
る。この制御回路３０は、この送受信装置での送受信の
タイミングを制御する回路で、この装置で送信を行う送
信スロットの期間だけ移相器２１と分周器２２，２３で
対応した処理を行うように制御させ、受信スロットでは
移相器２１と分周器２２，２３との動作を停止させるよ
うにしてある。この処理動作の制御は、例えば各回路を
作動させる電源の供給の制御により行う。
２０内の移相器２１での処理と、分周器２２及び２３で
の処理とを、制御回路３０の制御で行うようにしてあ
る。この制御回路３０は、この送受信装置での送受信の
タイミングを制御する回路で、この装置で送信を行う送
信スロットの期間だけ移相器２１と分周器２２，２３で
対応した処理を行うように制御させ、受信スロットでは
移相器２１と分周器２２，２３との動作を停止させるよ
うにしてある。この処理動作の制御は、例えば各回路を
作動させる電源の供給の制御により行う。
【００２２】ここで、本例の送受信装置はＴＤＤ方式の
送受信装置であるので、図３に示すように送信スロット
Ｔと受信スロットＲとが交互に現れ、送信スロットＴと
受信スロットＲとの切換わり毎に、移相器２１と分周器
２２，２３とに供給される電源のオン，オフが行われ
る。この場合、移相器２１と分周器２２，２３とは、比
較的動作の立ち上がりが早い回路であるので、受信スロ
ットの期間に動作が停止していても、受信スロットと送
信スロットとの間に存在するガードタイムＴｇの間に動
作が安定するようになり、送信スロットの期間に移相処
理や分周処理が安定して行われる。
送受信装置であるので、図３に示すように送信スロット
Ｔと受信スロットＲとが交互に現れ、送信スロットＴと
受信スロットＲとの切換わり毎に、移相器２１と分周器
２２，２３とに供給される電源のオン，オフが行われ
る。この場合、移相器２１と分周器２２，２３とは、比
較的動作の立ち上がりが早い回路であるので、受信スロ
ットの期間に動作が停止していても、受信スロットと送
信スロットとの間に存在するガードタイムＴｇの間に動
作が安定するようになり、送信スロットの期間に移相処
理や分周処理が安定して行われる。
【００２３】そして、このようにして受信スロットの期
間に移相処理や分周処理が停止することで、直交変調用
の変調波が混合器２６，２７側に供給されなくなり、通
信用に変調された信号が直交変調回路２０から出力され
なくなる。従って、受信スロットの期間に、送信系回路
が受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回
路での受信動作が良好に行われる。そして、本例の場合
には移相器２１と分周器２２，２３との電源の供給を制
御するだけで良いので、発振器１２の発振信号の供給を
遮断するスイッチを設ける必要がなく、構成が簡単であ
る。
間に移相処理や分周処理が停止することで、直交変調用
の変調波が混合器２６，２７側に供給されなくなり、通
信用に変調された信号が直交変調回路２０から出力され
なくなる。従って、受信スロットの期間に、送信系回路
が受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回
路での受信動作が良好に行われる。そして、本例の場合
には移相器２１と分周器２２，２３との電源の供給を制
御するだけで良いので、発振器１２の発振信号の供給を
遮断するスイッチを設ける必要がなく、構成が簡単であ
る。
【００２４】なお、分周器などの動作を停止させた場合
に、送信系回路の出力側に漏れる信号としては、発振器
１２が出力する周波数４ｆ0 の発振信号が直接リークす
ることが考えられるが、この発振信号はローパスフィル
タ２４，２５で殆どがカットされ、受信系回路側へリー
クする量は極めて少なく、受信動作に影響を与えない。
に、送信系回路の出力側に漏れる信号としては、発振器
１２が出力する周波数４ｆ0 の発振信号が直接リークす
ることが考えられるが、この発振信号はローパスフィル
タ２４，２５で殆どがカットされ、受信系回路側へリー
クする量は極めて少なく、受信動作に影響を与えない。
【００２５】なお、本例では移相器２１と分周器２２，
２３との双方の回路の動作を制御するようにしたが、例
えば分周器２２，２３に供給する電源のオン，オフ制御
だけを行うようにしても良い。
２３との双方の回路の動作を制御するようにしたが、例
えば分周器２２，２３に供給する電源のオン，オフ制御
だけを行うようにしても良い。
【００２６】また、上述実施例では分周器２２，２３の
動作を受信スロットの期間に停止させるようにしたが、
受信スロットの期間に分周比を変更させるようにしても
良い。即ち、例えば図４に示すように、送信スロットの
期間の各分周器２２，２３の分周比を１／Ｎとし、受信
スロットの期間の各分周器２２，２３の分周比を１／Ｋ
とする。この場合、Ｋ≠Ｎで、それぞれ２以上の整数
（好ましくは、それぞれ２のべき乗の値）とする。例え
ば、送信スロットの期間は上述したように１／２分周さ
せ、受信スロットの期間は１／４分周させる。このよう
にすることで、受信スロットの期間には、各分周器２
２，２３の出力周波数が低くなり、本来の周波数の変調
波は形成されず、受信スロットの期間に、送信系回路が
受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回路
での受信動作が良好に行われる。
動作を受信スロットの期間に停止させるようにしたが、
受信スロットの期間に分周比を変更させるようにしても
良い。即ち、例えば図４に示すように、送信スロットの
期間の各分周器２２，２３の分周比を１／Ｎとし、受信
スロットの期間の各分周器２２，２３の分周比を１／Ｋ
とする。この場合、Ｋ≠Ｎで、それぞれ２以上の整数
（好ましくは、それぞれ２のべき乗の値）とする。例え
ば、送信スロットの期間は上述したように１／２分周さ
せ、受信スロットの期間は１／４分周させる。このよう
にすることで、受信スロットの期間には、各分周器２
２，２３の出力周波数が低くなり、本来の周波数の変調
波は形成されず、受信スロットの期間に、送信系回路が
受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回路
での受信動作が良好に行われる。
【００２７】なお、それぞれの場合での分周器２２，２
３の分周比を、上述したように２のべき乗分の１（１／
２，１／４など）にすることで、分周比の切換えが比較
的容易に行える。
３の分周比を、上述したように２のべき乗分の１（１／
２，１／４など）にすることで、分周比の切換えが比較
的容易に行える。
【００２８】次に、本発明の他の実施例を図５を参照し
て説明する。この図５の場合も、図１の例と同様にＴＤ
Ｄ方式の送受信装置に適用したもので、その直交変調回
路を図５に示すように構成する。即ち、図５において、
４０は直交変調回路を示し、この直交変調回路４０は、
発振器１２′から供給される搬送波周波数ｆ0 の２倍の
周波数信号２ｆ0 が、ローパスフィルタ３１を介してＪ
Ｋフリップフロップ４１，４２のクロック入力端に供給
される。この場合、ローパスフィルタ３１は発振器１
２′の発振出力を、デューティ５０％の信号とするフィ
ルタで、それぞれのＪＫフリップフロップ４１，４２の
クロック入力端に、このデューティ５０％の信号が供給
される。但し、ＪＫフリップフロップ４２には、インバ
ータゲート４３を介して反転されたクロックが供給され
るようにしてある。
て説明する。この図５の場合も、図１の例と同様にＴＤ
Ｄ方式の送受信装置に適用したもので、その直交変調回
路を図５に示すように構成する。即ち、図５において、
４０は直交変調回路を示し、この直交変調回路４０は、
発振器１２′から供給される搬送波周波数ｆ0 の２倍の
周波数信号２ｆ0 が、ローパスフィルタ３１を介してＪ
Ｋフリップフロップ４１，４２のクロック入力端に供給
される。この場合、ローパスフィルタ３１は発振器１
２′の発振出力を、デューティ５０％の信号とするフィ
ルタで、それぞれのＪＫフリップフロップ４１，４２の
クロック入力端に、このデューティ５０％の信号が供給
される。但し、ＪＫフリップフロップ４２には、インバ
ータゲート４３を介して反転されたクロックが供給され
るようにしてある。
【００２９】そして、ＪＫフリップフロップ４１のＱ出
力端に得られるパルスを、ＪＫフリップフロップ４２の
Ｊ入力に供給し、ＪＫフリップフロップ４２のＱ出力端
（反転）に得られるパルスを、ＪＫフリップフロップ４
２のＪ入力に供給する。さらに、送受信のタイミングを
制御する制御回路３０′が出力するクリアパルスを、各
ＪＫフリップフロップ４１，４２のクリア端子に供給す
る。このクリア端子にクリアパルスが供給される間、Ｊ
Ｋフリップフロップ４１，４２の動作が停止する。
力端に得られるパルスを、ＪＫフリップフロップ４２の
Ｊ入力に供給し、ＪＫフリップフロップ４２のＱ出力端
（反転）に得られるパルスを、ＪＫフリップフロップ４
２のＪ入力に供給する。さらに、送受信のタイミングを
制御する制御回路３０′が出力するクリアパルスを、各
ＪＫフリップフロップ４１，４２のクリア端子に供給す
る。このクリア端子にクリアパルスが供給される間、Ｊ
Ｋフリップフロップ４１，４２の動作が停止する。
【００３０】このようにして、ＪＫフリップフロップ４
１，４２を２段に接続したことで、各ＪＫフリップフロ
ップ４１，４２は分周器として機能し、周波数２ｆ0 の
クロックが、それぞれのＱ出力端から１／２分周されて
出力されるようになる。この場合、両ＪＫフリップフロ
ップ４１，４２の出力パルスは、相互に９０°位相がず
れたものになる。
１，４２を２段に接続したことで、各ＪＫフリップフロ
ップ４１，４２は分周器として機能し、周波数２ｆ0 の
クロックが、それぞれのＱ出力端から１／２分周されて
出力されるようになる。この場合、両ＪＫフリップフロ
ップ４１，４２の出力パルスは、相互に９０°位相がず
れたものになる。
【００３１】そして、各ＪＫフリップフロップ４１及び
４２のＱ出力端に得られるパルスを、ローパスフィルタ
２４及び２５に供給し、両ローパスフィルタ２４及び２
５で高域成分が除去された信号を混合器２６及び２７に
供給する。そして、この混合器２６及び２７で、端子１
４及び１５に得られるＩチャンネル及びＱチャンネルの
送信データを混合し、両混合信号を加算器２８で加算処
理して、出力端子２９に供給する。このようにすること
で、出力端子２９には、周波数ｆ0 で直交変調された送
信信号が得られる。
４２のＱ出力端に得られるパルスを、ローパスフィルタ
２４及び２５に供給し、両ローパスフィルタ２４及び２
５で高域成分が除去された信号を混合器２６及び２７に
供給する。そして、この混合器２６及び２７で、端子１
４及び１５に得られるＩチャンネル及びＱチャンネルの
送信データを混合し、両混合信号を加算器２８で加算処
理して、出力端子２９に供給する。このようにすること
で、出力端子２９には、周波数ｆ0 で直交変調された送
信信号が得られる。
【００３２】その他の部分は、図１の例と同様に構成す
る。
る。
【００３３】この図５の例の場合には、２段接続された
ＪＫフリップフロップ４１，４２で、直接９０°位相が
ずれた２系統のパルスが生成され、９０°の移相手段と
して構成されるので、直交変調回路の構成を簡単にする
ことができる。そして、この移相手段としてのフリップ
フロップ４１，４２は、クリアパルスの供給で容易に動
作制御を行うことができるので、制御回路３０′から受
信スロットの期間にクリアパルスを供給させるだけで、
直交変調回路４０から受信スロットの期間に変調周波数
ｆ0 の信号を出力させることを阻止できる。従って、図
５の例の場合にも、受信スロットの期間に、送信系回路
が受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回
路での受信動作が良好に行われる。
ＪＫフリップフロップ４１，４２で、直接９０°位相が
ずれた２系統のパルスが生成され、９０°の移相手段と
して構成されるので、直交変調回路の構成を簡単にする
ことができる。そして、この移相手段としてのフリップ
フロップ４１，４２は、クリアパルスの供給で容易に動
作制御を行うことができるので、制御回路３０′から受
信スロットの期間にクリアパルスを供給させるだけで、
直交変調回路４０から受信スロットの期間に変調周波数
ｆ0 の信号を出力させることを阻止できる。従って、図
５の例の場合にも、受信スロットの期間に、送信系回路
が受信系回路に妨害を与えることがなくなり、受信系回
路での受信動作が良好に行われる。
【００３４】なお、上述各実施例ではＴＤＤ方式の送受
信装置として説明したが、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式のよう
に１チャンネルが多重化された場合の送受信装置にも適
用できることは勿論である。即ち、少なくともこの送受
信装置で受信を行う受信スロットの期間だけ、直交変調
回路内の移相手段を構成する分周器の動作を停止させれ
ば、何れの送信方式でも受信系回路での受信動作に妨害
を与えることがない。
信装置として説明したが、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式のよう
に１チャンネルが多重化された場合の送受信装置にも適
用できることは勿論である。即ち、少なくともこの送受
信装置で受信を行う受信スロットの期間だけ、直交変調
回路内の移相手段を構成する分周器の動作を停止させれ
ば、何れの送信方式でも受信系回路での受信動作に妨害
を与えることがない。
【００３５】
【発明の効果】本発明によると、変調回路を構成する分
周器の出力を、受信スロットの期間に禁止するようにし
たことで、受信スロットの期間に変調回路から変調周波
数の信号が出力されなくなり、受信スロットの期間に送
信系回路が受信系回路に対して妨害波を出力することが
なくなり、受信感度を向上させることができる。この場
合、本発明の構成では直交変調回路が備える分周器の分
周動作の制御を行うだけなので、スイッチなどの制御手
段を設ける必要がなく、簡単に構成できる。
周器の出力を、受信スロットの期間に禁止するようにし
たことで、受信スロットの期間に変調回路から変調周波
数の信号が出力されなくなり、受信スロットの期間に送
信系回路が受信系回路に対して妨害波を出力することが
なくなり、受信感度を向上させることができる。この場
合、本発明の構成では直交変調回路が備える分周器の分
周動作の制御を行うだけなので、スイッチなどの制御手
段を設ける必要がなく、簡単に構成できる。
【００３６】また本発明によると、変調回路を構成する
分周器の分周比を、受信スロットの期間に変更するよう
にしたことで、受信スロットの期間に変調回路から出力
される信号が変調周波数とは異なる周波数の信号にな
り、受信スロットの期間に送信系回路の出力が受信系回
路に対して妨害することがなくなり、受信感度を向上さ
せることができる。この場合、本発明の構成では直交変
調回路が備える分周器の分周比の制御を行うだけなの
で、スイッチなどの制御手段を設ける必要がなく、簡単
に構成できる。
分周器の分周比を、受信スロットの期間に変更するよう
にしたことで、受信スロットの期間に変調回路から出力
される信号が変調周波数とは異なる周波数の信号にな
り、受信スロットの期間に送信系回路の出力が受信系回
路に対して妨害することがなくなり、受信感度を向上さ
せることができる。この場合、本発明の構成では直交変
調回路が備える分周器の分周比の制御を行うだけなの
で、スイッチなどの制御手段を設ける必要がなく、簡単
に構成できる。
【図１】本発明の一実施例による直交変調回路の構成図
である。
である。
【図２】一実施例の説明に供する波形図である。
【図３】一実施例の説明に供するタイミング図である。
【図４】一実施例の変形例の説明に供するタイミング図
である。
である。
【図５】本発明の他の実施例による直交変調回路の構成
図である。
図である。
【図６】ＴＤＤ方式のスロット形成状態を示す説明図で
ある。
ある。
【図７】従来の送受信装置の一例を示す構成図である。
１２ 発振器 ２０ 直交変調回路 ２１ 移相器 ２２，２３ 分周器 ３０，３０′ 制御回路 ４０ 直交変調回路 ４１，４２ ＪＫフリップフロップ
Claims (3)
- 【請求項１】 １つのチャンネルを、送信スロットと、
受信スロットとに時分割し、 上記１つのチャンネルの上記送信スロット及び上記受信
スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送受信装置
において、 送信信号の変調回路として、発振信号を移相手段により
相互に位相がずれた２系統の信号とし、該２系統の信号
をそれぞれ分周器にて分周し、該それぞれの分周信号を
送信データで変調すると共に、 上記それぞれの分周器の出力を、上記受信スロットの期
間に禁止するようにした送受信装置。 - 【請求項２】 １つのチャンネルを、送信スロットと、
受信スロットとに時分割し、 上記１つのチャンネルの上記送信スロット及び上記受信
スロットに、送信及び受信を時分割式に行う送受信装置
において、 送信信号の変調回路として、発振信号を移相手段により
相互に位相がずれた２系統の信号とし、該２系統の信号
をそれぞれ分周器にて分周し、該それぞれの分周信号を
送信データで変調すると共に、 上記それぞれの分周器の分周比を、上記受信スロットの
期間は変更するようにした送受信装置。 - 【請求項３】 上記分周器の分周比を、２のべき乗分の
１にした請求項１又は２記載の送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19413892A JP3341304B2 (ja) | 1992-07-21 | 1992-07-21 | 送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19413892A JP3341304B2 (ja) | 1992-07-21 | 1992-07-21 | 送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0645962A true JPH0645962A (ja) | 1994-02-18 |
| JP3341304B2 JP3341304B2 (ja) | 2002-11-05 |
Family
ID=16319544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19413892A Expired - Lifetime JP3341304B2 (ja) | 1992-07-21 | 1992-07-21 | 送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3341304B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100317571B1 (ko) * | 1998-03-12 | 2002-04-24 | 정정화 | 디지털통신기의심볼간간섭현상억제방법및회로 |
| JP2003032141A (ja) * | 2001-07-16 | 2003-01-31 | Audio Technica Corp | 双方向無線通信機 |
-
1992
- 1992-07-21 JP JP19413892A patent/JP3341304B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100317571B1 (ko) * | 1998-03-12 | 2002-04-24 | 정정화 | 디지털통신기의심볼간간섭현상억제방법및회로 |
| JP2003032141A (ja) * | 2001-07-16 | 2003-01-31 | Audio Technica Corp | 双方向無線通信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3341304B2 (ja) | 2002-11-05 |
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Legal Events
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