JPH0646561A

JPH0646561A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0646561A
Application number: JP15160892A
Authority: JP
Inventors: Tamotsu Kawachi; 保河内
Original assignee: MELS CORP
Current assignee: MELS CORP
Priority date: 1992-05-19
Filing date: 1992-05-19
Publication date: 1994-02-18
Anticipated expiration: 2011-12-04
Also published as: JP2561201B2

Abstract

(57)【要約】【目的】ＰＷＭ方式により出力電圧を制御しながら、
共振型の特徴を生かして、スイッチング損失を低減した
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ること。【構成】ＰＷＭ制御回路４１からの信号で、第１のス
イッチング素子１１がオンすると、直流電源１０から１
次巻線１４に方形波のＶｉが印加されることにより、２
次巻線１５にエネルギーが伝達される。すると、２次巻
線１５の共振回路の電流は、０から徐々に上昇してゆ
き、オン状態に移行する。その後、電流は、共振の弧に
沿って減少してゆき、遂には０に達する。そして、第１
のスイッチング素子１１のオン時間を、この共振周期よ
りも短くならない範囲で制御する。第２のスイッチング
素子１２がオンした場合も略同様である。このようにし
て、ＶｉまたはＶｏの変動に応じて、第１のスイッチン
グ素子１１のオン幅を制御し、一定にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング損失を低
減し、しかも、出力電圧の制御を容易にした共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近来、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の
目的から、スイッチング周波数の高いものが出現してき
ている。この目的のため、現在用いられているスイッチ
ング電源には、ＰＷＭ方式がある。このＰＷＭ方式は、
制御性に富み、システムも簡単で動作解析も容易である
が、スイッチング損失が周波数に比例するという問題が
ある。

【０００３】このスイッチング損失を著しく低減できる
ものに、共振型電源がある。これは、図４に示すように
構成されたもので、第１のスイッチング素子１１と第２
のスイッチング素子１２とは、発振器１９により、交互
にオン、オフを制御され、それぞれのオン時間の比率
は、同一である。共振用リアクトル１６と共振用コンデ
ンサ９をそれぞれＬ１、Ｃ１とすると、共振周波数ｆ０
＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ１）の周期で充放電電流が流
れ、このエネルギーがトランス１３を介して２次側に転
送される。動作周波数をｆｓ、入力電圧Ｖｉ、出力電圧
Ｖｏ、出力電流Ｉｏとすると、Ｖｏ＝ｆｓ・Ｃ１・Ｖｉ²／Ｉｏとなり、Ｖｏを一定にするためには、Ｉｏの変化に対し
てｆｓを変化させる必要がある。

【０００４】ここで、発振器１９からの信号で、第１の
スイッチング素子１１がオンしたものとすると、直流電
源１０からトランス１３の１次巻線１４にＶｉが印加さ
れ、２次巻線１５にエネルギーＶｓが伝達される。この
とき、トランス１３に印加される電圧は、図５（ａ）に
示すように、方形波状でオン、オフするが、電圧波形が
オンすると、直流電源１０、第１のスイッチング素子１
１、１次巻線１４、共振用リアクトル１６、共振用コン
デンサ９、コンデンサ１８、直流電源１０の共振回路の
電流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて０から徐々
に上昇してゆき、ターンオン時のスイッチング損失をほ
とんど発生することなくオン状態に移行する。その後、
電流は、共振の弧に沿って減少してゆき、遂には０に達
する。それ以後に、第１のスイッチング素子１１をオフ
し、第２のスイッチング素子１２をオンする。

【０００５】つぎに、第１のスイッチング素子１１がオ
フし、第２のスイッチング素子１２がオンすると、共振
用リアクトル１６に先とは逆方向に電流が流れて、直流
電源１０、コンデンサ１７、共振用コンデンサ９、共振
用リアクトル１６、１次巻線１４、第２のスイッチング
素子１２、直流電源１０の共振回路に電流が流れる。す
ると、りセット時のエネルギーＶｒが、トランス１３を
介して２次側に供給される。このときも前記同様、電圧
波形がオンすると、共振回路の電流は、（ｂ）のよう
に、共振の弧を描いて０から逆向きに徐々に上昇してゆ
き、ターンオン時のスイッチング損失をほとんど発生す
ることなくオン状態に移行する。その後、電流は、共振
の弧に沿って逆向きに減少してゆき、遂には０に達す
る。それ以後に、第２のスイッチング素子１２をオフ
し、第１のスイッチング素子１１をオンする。

【０００６】ここで、Ｖｉが低下すると、Ｖｓ＋Ｖｒ＝
Ｖｏにより出力Ｖｏが低下する。逆に、Ｖｉが高くなる
と、Ｖｓ＋Ｖｒ＝Ｖｏにより出力Ｖｏが上昇する。この
結果、従来の回路では、図６の点線の特性のように、動
作周波数が固定の場合、ＶｉとＶｏとは比例して変化す
る。なお、２０は、コンデンサインプット整流回路、２
１は、整流ダイオード、２２は、コンデンサである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、ＰＷＭ
方式は、出力電圧の制御が容易であるという特徴がある
が、スイッチング周波数を上げると、スイッチング損失
による発熱するという問題がある。これに対し、共振型
電源は、スイッチング損失なしで高い周波数のスイッチ
ングが可能であるが、電圧調整に致命的な欠陥を有して
いる。これは、第１のスイッチング素子１１、第２のス
イッチング素子１２を通る電流の時間幅が、ＬＣ共振回
路で決定されるため、ＰＷＭ制御により出力電圧の調整
を行なうことが困難であることによる。このため、電圧
調整は、スイッチング周波数を変化させて行なうことと
なる。この共振型電源は、ＭＨｚのスイッチングが可能
であっても、スイッチング周波数を可変にした場合、電
圧調整のためにかなりの低周波動作まで覚悟しなければ
ならない。したがって、トランス１３、共振用リアクト
ル１６、共振用コンデンサ９などは、低周波動作に対し
設計することが必要であり、電源電圧または負荷変動が
大きい場合には、周波数変動も大きくなり、高周波化に
よる小型化があまり期待できないという問題があった。

【０００８】本発明は、ＰＷＭ方式により出力電圧を制
御しながら、共振型の特徴を生かして、スイッチング損
失を低減した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることを
目的とするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、鉄芯に、空隙
（ギャップ）を設けてリアクトルを兼用したトランス１
３の１次巻線１４に、直流電源１０と第１のスイッチン
グ素子１１とを直列に接続し、この第１のスイッチング
素子１１と並列に、コンデンサ３０と第２のスイッチン
グ素子１２との直列回路を接続し、前記トランス１３の
２次巻線１５に、２つのＬＣ共振回路としてｎ（ｎ＝
２、３、…）倍電圧整流回路を接続してなることを特徴
とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータである。

【００１０】

【作用】ＰＷＭ制御回路４１からの信号で、第１のスイ
ッチング素子１１がオンすると、直流電源１０からトラ
ンス１３の１次巻線１４に方形波のＶｉが印加されるこ
とにより、トランス１３を介して２次巻線１５にエネル
ギーが伝達される。すると、２次巻線１５の共振回路の
電流は、０から徐々に上昇してゆき、オン状態に移行す
る。その後、電流は、共振の弧に沿って減少してゆき、
遂には０に達する。そして、第１のスイッチング素子１
１のオン時間を、この共振周期よりも短くならない範囲
で制御する。

【００１１】つぎに、第２のスイッチング素子１２がオ
ンすると、トランス１３の２次巻線１５に先とは逆方向
に電流が流れて、２次巻線１５のもう１つの共振回路に
電流が流れる。すると、りセット時のエネルギーＶｒ
が、トランス１３を介して２次側に供給される。このと
きも前記同様、ターンオン時のスイッチング損失をほと
んど発生することなくオン状態に移行し、その後、共振
の弧に沿って逆向きに減少してゆき、遂には０に達す
る。そして、第２のスイッチング素子１２のオン時間
を、２次巻線１５のもう１つの共振周期よりも短くなら
ない範囲で制御する。

【００１２】ここで、ＶｉまたはＶｏが低下すると、第
１のスイッチング素子１１のオン幅を広げる方向に制御
し、前記Ｖｒを上昇させて一定にする。逆に、Ｖｉまた
はＶｏが高くなると、第１のスイッチング素子１１のオ
ン幅を狭める方向に制御し、前記Ｖｒを下降させて一定
にする。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明
する。図１において、１０は、直流電源で、この直流電
源１０から、トランス１３の１次巻線１４、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴからなる第１のスイッチング素子１１のＤ（ドレイ
ン）、Ｓ（ソース）、直流電源１０が順次閉回路に接続
され、また、この第１のスイッチング素子１１と並列
に、第１のコンデンサ３０とＭＯＳ−ＦＥＴからなる第
２のスイッチング素子１２の直列回路が接続されてい
る。前記トランス１３には、鉄芯に空隙（ギャップ）を
設けて２次側の共振回路の共振用リアクトルを兼ねてい
る。

【００１４】前記トランス１３の２次巻線１５には、コ
ンデンサインプット型となるように、整流ダイオード３
１、３２、共振用コンデンサ３３、３４からなる倍電圧
整流回路３５が接続されている。そして、整流ダイオー
ド３１に、順方向の電流が流れるときには、２次巻線１
５から整流ダイオード３１、共振用コンデンサ３３、２
次巻線１５の第１の共振回路が形成され、また、整流ダ
イオード３１に、逆方向の電流が流れるときには、２次
巻線１５から共振用コンデンサ３４、整流ダイオード３
２、２次巻線１５の第２の共振回路が形成される。さら
に、リアクトル２４とコンデンサ２５からなる平滑回路
２３を介して出力端子２６、２７に接続されている。

【００１５】前記第１のコンデンサ３０は、第２のスイ
ッチング素子１２がオンのとき、トランス１３を介して
２次側にエネルギーを供給するもので、共振用コンデン
サ３３、３４よりも容量値が充分大きくなるように設定
される。

【００１６】以上のような回路構成による動作を図２に
より説明する。第１のスイッチング素子１１と第２のス
イッチング素子１２は、ＰＷＭ制御回路４１からの制御
信号により、交互にオン、オフを繰返し、第１のスイッ
チング素子１１のオン時間比で出力電圧Ｖｏが制御され
る。すなわち、ＰＷＭ制御回路４１からの信号で、第１
のスイッチング素子１１がｔ１からｔ２時までオンした
ものとすると、直流電源１０からトランス１３の１次巻
線１４にＶｉが印加されることにより、トランス１３を
介して２次巻線１５にエネルギーが伝達される。このと
き、トランス１３に印加される電圧は、図２（ａ）に示
すように、方形波状でオン、オフするが、電圧波形が立
ち下がると、２次巻線１５、整流ダイオード３１、共振
用コンデンサ３３、２次巻線１５の第１の共振回路の電
流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて０から徐々に
上昇してゆき、ターンオン時のスイッチング損失をほと
んど発生することなくオン状態に移行する。その後、電
流は、共振の弧に沿って減少してゆき、遂には０に達す
る。それ以後に、第１のスイッチング素子１１をオフ
し、第２のスイッチング素子１２をオンする。つまり、
第１のスイッチング素子１１のオン時間を、２次巻線１
５、整流ダイオード３１、共振用コンデンサ３３、２次
巻線１５の第１の共振回路の共振周期よりも短くならな
い範囲で制御する。

【００１７】つぎに、ｔ２からｔ３時に、第１のスイッ
チング素子１１がオフし、第２のスイッチング素子１２
がオンすると、トランス１３の２次巻線１５に先とは逆
方向に電流が流れて、２次巻線１５、共振用コンデンサ
３４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の共振
回路に電流が流れる。すると、第１のコンデンサ３０に
充電されたりセット時のエネルギーＶｒが、トランス１
３を介して２次側に供給される。このときも前記同様、
電圧波形が立ち上がると、２次巻線１５、共振用コンデ
ンサ３４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の
共振回路の電流は、（ｂ）のように、共振の弧を描いて
０から逆向きに徐々に上昇してゆき、ターンオン時のス
イッチング損失をほとんど発生することなくオン状態に
移行する。その後、電流は、共振の弧に沿って逆向きに
減少してゆき、遂には０に達する。それ以後に、第２の
スイッチング素子１２をオフし、第１のスイッチング素
子１１をオンする。つまり、第２のスイッチング素子１
２のオン時間を、２次巻線１５、共振用コンデンサ３
４、整流ダイオード３２、２次巻線１５の第２の共振回
路の共振周期よりも短くならない範囲で制御する。

【００１８】ここで、Ｖｏが低下すると、誤差増幅器３
９で検出し、ホトカプラ４０を介してＰＷＭ制御回路４
１へ信号を送り、第１のスイッチング素子１１のオン幅
を広げる方向に制御し、前記Ｖｒを上昇させて、Ｖ２＋
Ｖｒを一定にする。Ｖ２はコンデンサ３３の両端間の電
圧とする。逆に、Ｖｏが高くなると、誤差増幅器３９で
検出し、ホトカプラ４０を介してＰＷＭ制御回路４１へ
信号を送り、図２（ｃ）のように、第１のスイッチング
素子１１のオン幅を狭める方向に制御し、前記Ｖｒを下
降させて、Ｖ２＋Ｖｒを一定にする。

【００１９】前記実施例では、Ｖｏの変動を検出してＰ
ＷＭ制御回路４１へ信号を送って制御したが、これに限
られるものではなく、Ｖｉの変動で制御することもで
き、弧の場合には、図１に鎖線で示したように、直流電
源１０の両端間に、入力電圧検出回路４２を接続して直
流電源１０の変動に拘らずＶｏを一定とするように制御
することもできる。その作用は、前記同様である。

【００２０】前記実施例では、トランス１３の２次側に
２個のコンデンサと、２個のダイオードからなる倍電圧
回路を用いたが、これに限られるものではない。例え
ば、図３（ａ）に示すように、３個のコンデンサと、３
個のダイオードからなる３倍電圧回路を用いることも、
（ｂ）に示すように、４個のコンデンサと、４個のダイ
オードからなる４倍電圧回路を用いることも、（ｃ）に
示すように、ｎ個のコンデンサと、ｎ個のダイオードか
らなるｎ倍電圧回路（コッククロフト・ウォルトン回
路）を用いることもできる。要するに、トランス１３の
２次巻線１５またはリアクトル４３に、電流の流れる方
向が互いに異なる２つのＬＣ共振回路が接続されればよ
い。

【００２１】

【発明の効果】本発明は、上述のように構成したので、
以下の効果を有する。（１）ＰＷＭ方式のもつ出力電圧の制御が容易であると
いう特徴をそのまま生かしながら、スイッチング周波数
を上げても、スイッチング損失による発熱するという欠
点がない。（２）電圧と周波数の変換を必要としないため、制御回
路の構成が簡単で、しかも高周波化による小型化が可能
である。（３）入力電圧が変化しても、図７の実線特性のよう
に、出力電圧は一定となり、スイッチング電源として有
効である。（４）ＰＷＭ方式による制御であるため、周波数制御に
比較して、周波数帯域が広くならず、簡単なノイズフィ
ルターで充分である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの第
１実施例を示す電気回路図である。

【図２】図１の出力波形図である。

【図３】倍電圧整流回路の他の実施例を示す電気回路図
である。

【図４】従来の共振型電源を示す電気回路図である。

【図５】図４の出力波形図である。

【図６】入力電圧と出力電圧の関係を示す特性図であ
る。

【符号の説明】

９…共振用コンデンサ、１０…直流電源、１１…ＭＯＳ
−ＦＥＴからなる第１のスイッチング素子、１２…ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴからなる第２のスイッチング素子、１３…ト
ランス、１４…１次巻線、１５…２次巻線、１６…共振
用リアクトル、１７…コンデンサ、１８…コンデンサ、
１９…発振器、２０…コンデンサインプット型整流回
路、２１…整流ダイオード、２２…コンデンサ、２３…
平滑回路、２４…リアクトル、２５…コンデンサ、２６
…出力端子、２７…出力端子、３０…第１のコンデン
サ、３１…整流ダイオード、３２…整流ダイオード、３
３…共振用コンデンサ、３４…共振用コンデンサ、３５
…倍電圧整流回路、３６…抵抗、３７…抵抗、３８…サ
イリスタ、３９…誤差増幅器、４０…ホトカプラ、４１
…ＰＷＭ制御回路、４２…入力電圧検出回路、４３…リ
アクトル。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】リアクトルを兼用したトランス１３の１
次巻線１４に、直流電源１０と第１のスイッチング素子
１１とを直列に接続し、この第１のスイッチング素子１
１と並列に、コンデンサ３０と第２のスイッチング素子
１２との直列回路を接続し、前記トランス１３の２次巻
線１５に、２つのＬＣ共振回路としてｎ（ｎ＝２、３、
…）倍電圧整流回路を接続してなることを特徴とする共
振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】トランス１３の鉄芯に、空隙（ギャッ
プ）を設けてリアクトルを兼用するようにした請求項１
記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】第１のスイッチング素子１１および／ま
たは第２のスイッチング素子１２のオン、オフする時比
率が０〜８０％とし、ＰＷＭ制御を可能とした請求項１
または２記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。