JPH06509460A - スイッチング電源のためのスタート回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 スイッチング電源のためのスタート回路本発明は、請求の範囲１の上位概念に示 されたスタート回路に関する。この種のスイッチング電源の場合、基本的に、投 入接続の際にまたは遮断の際に部品が、例えば電力スイッチとして用いられるス イッチングトランジスタが、不安定な状態により危険にさらされる。このことは 例えば次の場合に当てはまる。即ちスイッチとして動作するパワートランジスタ に、コレクタ電圧とコレクタ電流が同時に現われる時に、またはスイッチングト ランジスタが、コレクタ電圧が完全に加えられた際に完全には導通接続されない 時に、当てはまる。

本発明の課題は、この種のスイッチング電源において、部品の損傷が生じないよ うに、監視される投入接続および遮断を保証し、同時にスタート時相中の電力消 費を低減させることである。この課題は請求の範囲１の特徴部分の構成により解 決されている。本発明の各種の構成が従属形式の請求項に示されている。本発明 の別の構成によれば前記の課題は、前述のスイッチング電源をスナバ−回路網に おいて大きい調整領域と小さい損失が得られる様に構成することにより、解決さ れている。

本発明は４つの相続く時相から形成されている。

スタート時相のためには特徴部分ａ）に示されている。

ａ）ＩＣが次のように値が選定されており、即ちＩＣは投入接続後の、スタート 電圧がゼロから閾値へ上昇するスタート時相の間中は電流が消費されない様に、 値が選定されている。この構成により達せられることは、充電抵抗を流れる電荷 流全部がコンデンサの充電のために用いられて、この抵抗がＩＣまたはその他の 負荷に付加的な電流を供給する必要がなくなることである。このことは、充電抵 抗に著しくわずかな損失電力しか生ぜさせないためこの抵抗が安価になることを 意味する。

初期化時相においては特徴部分ｂ）に示されている。即ちｂ）該閾値を上回わる と初期化時相の間中にＩＣは、該ＩＣの全部のパラメータおよび部品が所定の状 態へ移行されて基準電圧源が投入接続されるように、初期化される。この初期化 時相内に基準電圧源が投入接続される。そのためこの時相は、出発状態に依存す ることなく、全部の部品のための以後の通常作動のための出発点として最適なか つ危険のない一義的な所定の状態を形成するために用いられる。

この初期化時相の終りに特徴部分Ｃ）に示されている様に、ＩＣが定常状態の通 常のパルス作動へ切り換えられる。その利点は、パルス作動へのこの切り換えが 、部品の損傷のおそれを除去する所定の状態かつ出発することである。

通常作動の初期領域においては特徴部分ｄ）に示されている。即ちｄ）通常の作 動の初期領域において、ＩＣに加わるさらに低いスタート電圧が、別個の電圧源 からの作動により置き換えられるかまたは補完される。このことは、充電抵抗を 流れる電流だけでは定常状態におけるＩＣの給電のためには十分でないことにも とづ（。充電抵抗から供給される電流は、別個の電圧源から供給される電流に比 較すると小さい。

投入接続の際の前述の相続く時相により全体的に、スタート作動時の電力消費の 低減化および、パルス作動の開始時の全部の部品の所定の状態が、部品が損傷さ れないように行われる。

初期化時相は例えば第１の区間を有し、この区間において、ＩＣの電流消費が充 電電流よりも小さくなりそのため給電電圧がさらに上昇する状態が設定される。

初期化時相は、基準電圧源の投入接続による全部の機能が作動する第２の区間を 含む。この第２の区間においてＩＣの電流消費は充電電流よりも大きく、そのた め給電電圧は低下する。ＩＣは、ツェナダイオードを有する振幅閾値回路を含む 。このツェナダイオードは閾値を下回わるとＩＣの電流消費を阻止する。

本発明の発展形管は３つの回路−および値選定の構成を有する。

特徴部分ａ）によれば、ａ）２次側で作動電圧から得られる調整情報が、トラン スの休止時相中に帰還電荷流の形式でトランスを介して１次側へ伝送されて、こ こで調整回路を介して、動作周波数の調整のために、およびスイッチングトラン ジスタの投入接続の持続時間の調整のために用いられる。トランスの休止時相の 利用の下に、２次側から１次側への調整情報のこの種の伝送により、調整情報の 伝送のための付加的な部品が例えば別個のトランスが節約される。

特徴部分ｂ）によれば、ｂ）伝送される小さい電力の領域において、作動周波数 が、伝送される電力に比例して調整される。スイッチングトランジスタの投入接 続持続時間と遮断持続時間の同時の調整により、達成可能な最大の調整領域が得 られる。何故ならばスイッチングトランジスタは、動作周波数の周期持続時間の うちの約５０％の最大の投入接続持続時間まで、作動できるからである。

特徴部分Ｃ）によれば、Ｃ）伝送される大きい電力の領域において、スイッチン グトランジスタの遮断がトランスの休止時相の初期領域において、常に、２次側 から１次側へ伝送される調整情報の終了の直前に行なわれる。この時点において はスイッチングトランジスタのコレクタ電圧はまだ小さく、そのためいわゆるス ナバ（５ｎｕｂｂｅｒ）回路網における損失電力が小さい値に維持される。この 回路網における実質的な損失電力は、スイッチングトランジスタの投入接続の時 点が特徴部分ｂ）のように固定的に定められない時は、本来の調整情報の終了後 に、トランスの休止時相中に生じてしまうであろう。そのため、トランスの休止 時相におけるコレクタ電圧が高い時は、スイッチングトランジスタが正確に投入 接続される実態が生じ得る。この休止時相は、調整電圧を得る目的で調整情報の 評価のために必要とされる限り利用される。その直後にスイッチングトランジス タが強制的に投入接続される。

次にスイッチングトランジスタの遮断持続時間が、高い動作周波数を形成するた めに、必要な最小値へ制限される。

特徴部分ａ）〜Ｃ）の組み合わせにより、投入接続時の制御されるスタートが、 部品の損傷の危険なく、大きい調整領域、スナバ回路網におけるわずかな損失電 力および簡単な回路が、全体として形成される。

次に本発明の実施例を図面を用いて説明する。第１図は本発明により構成される スイッチング電源の基本回路図、第２図は投入接続の際の相続く時相の図、第３ 図は障害時における遮断の際の相続く時相の図、第４図は第２図の個々の時相を 形成するための詳細な回路図、第５図は本発明の別の構成のスイッチング電源の 回路図、第６図は第５図の回路の動作の説明図、第７図は第５図のスイッチング 電源の投入接続の際の調整電圧の経過図を示す。

第１図において電源網端子１がブリッジ整流器２の入力側へ接続されている。こ の整流器は出力側において充電コンデンサＣＩに、スイッチング電源のための作 動電圧ＵＢを発生する。スイッチング電源により、スイッチングトランジスタＴ ｓ、トランスＴｒの１次巻線３．２次巻線４、および整流器５が示されている。

これはコンデンサＣ３に作動電圧＋Ｕ１に発生する。スイッチングトランジスタ ＴｓはＩＣ６により、ドライバ段７を介してパルス状電圧１１で制御される。

第１図に示された回路の投入接続の際の過程を、種々異なる相続（時相により第 ２図を用いて説明する。

ｔｏで電源電圧が端子１へ加えられる。これにより充電抵抗ＲＬを介して充電電 流ｉＬがコンデンサＣ２へ流れる。そのためスタート電圧ＶｃｃがコンデンサＣ ２において直線的に上昇する。ＩＣ６は、その電流消費ｉＩＣが最初はゼロであ るように、値が選定されている。ＲＬを介して流れる充電電流全体は、コンデン サＣ２の充電のためにだけ、即ち給電電圧Ｖｃｃの発生のためにだけ用いられる 。ｔｏからｔｌまでのこのスタート時相の間中はＩＣ６では電流が消費されない 。ｔｌにおいてＩＣ６における閾値回路により電流消費ｉＩＣが開始される。そ のためｉＬの一部がＩＣ６へ流入する。しかしこの成分は最初はｉＬよりもまだ 小さい。そのため電圧Ｖｃｃが、減少された勾配で以後は上昇する。この時相ｔ ｌ−ｔ２の間中、ＩＣ６における全部の部品および状態は所定の値ヘセットされ る。しかしＩＣ６は最初はまだ作動せず、そのためまだパルス作動を行なわない 。Ｖｃｃが値Ｖｏｎに達すると、ＩＣ６において、バンドギャップとも称される 基準電圧源が作動される。そのためｔ２以後はＩＣ６の全部の機能が作動される 。ｔ３まではまだ初期化時相が持続するため、外部の電力スイッチがｔ２−ｔ３ の間中は能動的に遮断される。このバンドギャップの能動化により電流消費ｉＩ Ｃは、ｉＩＣがｉＬよりも大きくなるように上昇する。このことはＶｃｃが低下 することを意味する、何故ならばＣ２が今や放電されるからである。そのため初 期化時相は時間間隔ｔｌ−ｔ３の間中は持続し、この間中にＶｃｃがＶｉｎｉｔ よりも大きくなる。ｔ３で初期化時相が終了されている。そのためＩＣ６は全部 の部品の所定の状態の際にパルス作動へ切り換えられて、パルス１１を発生する 。このパルスはトランジスタＴｓを交番的に導通制御および遮断する。電流消費 ｉ１Ｃが以後は上昇するため、Ｖｃｃは一層迅速に低下する。ＶｏｆｆでＩＣ６ が再び遮断されるであろう。トランジスタＴｓが制御されるため、トランスＴｒ はパルス作動へ達する。これによりパルス電圧が巻線８にも生ずる。このパルス 電圧は整流器９を介して整流され、正の電圧としてＩＣ６の端子１０に作用され る。これはほぼ時点ｔ４において行なわれる。そのため端子１０における電圧は 巻線８により定められる。この巻線は、ＩＣ６の著しく上昇された電流消費をカ バーできる。そのためＶｃＣがＶｏｆｆに達することができる前に、定常的な作 動電圧Ｖｎが端子１０に設定される。このＶｎはＩＣ６の申し分のない動作を保 証する。充電電流ｉＬは、端子１０における電圧の維持の目的でまだ寄与する。

ＩＣ６のための電流供給はｔ５以降は、巻線８および整流器９を介していわば自 己給電作動へ移行する。

第３図は、遮断の際の相応の状態を示す。ｔｏでＶｃｃが、第２図による通常の 公称値Ｖｎを有する。ｔｌで過負荷がまたはそれ以外の障害が発生する。まず最 初にこの回路は、Ｔｓにおける電流持続時間のおよびパルス１１の周波数の調整 により、過負荷を調整除去して電圧＋Ｕ１を一定に維持しようと試みる。過負荷 またはエラーの場合はこの調整はもはや除去できない。何故ならば例えば最大周 波数、最大投入接続持続時間が、したがって最大の電流終値がトランジスタにお いて達せられているからである。次にＶｃｃが低下しはじめる。ｔ２でＶｏｆｆ に達するとＩＣ６が遮断されてパルス１１がもはや供給されない。そのためトラ ンジスタＴｓがもはやパルスにより制御されず、部品の損傷のおそれが回避され る。ＩＣ６におけるバンドギャップと称されるバイアス電圧源が制御される。

しかしそれに代えて時間間隔ｔ　２−　ｔ　３の間中、トランジスタＴｓの所定 の能動的な遮断が行なわれる。このことは重要である、何故ならばそうしないと 、その都度の終状態に依存してトランジスタＴｓが損傷されるおそれがあるから である。この種の能動的な遮断は例えば、Ｔｓのベースへ、電荷キャリヤの迅速 な空乏層化を作動する遮断電圧が加えられることにより行なわれる。この時間間 隔の間中、給電電圧Ｖｃｃをさらに低下させる目的で、ＩＣの電流消費が意図的 にｉＬよりも大きく維持される。次に電力消費ｉＩＣがゼロになる。端子１０が ＩＣ６によりもはや負荷されないため、電圧Ｖｃｃはｔ３以降は再び上昇される 。ｔ４でＶｃｃが値Ｖｉｎｉｔに達する。このことは第２図に時点ｔ１に相応す る。次にスイッチング電源は前述のように再び投入接続される。この場合に重要 なことは、遮断と投入接続との間に所定の十分な時間が形成されることである。

その目的はエラ一時に構成部品が、繰り返されるスイッチング電源のオン、オフ により過負荷にされないようにするためである。

第４図は、第２図に示された過程を実現するための、ＩＣ６における詳細な回路 を示す。次にこの回路の動作を第２図における個々の時相の場合に順次、説明こ の時間中はＶｃｃがツェナーダイオードＺのツェナー電圧Ｖｚよりも小さい。抵 抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介して電流が流れることが出来ないため、トランジスタＴ １、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４．Ｔ５も遮断状態になる。

次に電流消費ｉＩＣは前述の様にゼロになる。Ｖｃｃが値Ｖｚに達すると、まず 最初に電流はＲ１，Ｒ２゜Ｔ１を流れず遮断状態に維持される。しかしＴ３は、 Ｔ１．Ｔ２により構成されるフリップフロップによりトリガされる前に既に導通 される。導通状態のトランジスタＴ３がトランジスタＴ４におけるベース電流を 発生し、そのためＴ４が導通する。これによりＲ４とＲ５の接続点から電圧がＴ ５のベースへ達し、そのためＴ５も導通する。これにより初期化電流１ｎｉｔが 発生され、この電流が第２図におけるｔｌ−ｔ３の初期化を作動させる。電圧基 準源として用いられる図示のバンドギャップ１２は、遮断されたトランジスタＴ ２にもとづいて持続時間ｔｌ−ｔ２の間中は最初はまだ遮断されている。この時 間の間中は前述の様に内部の状態が所定の様に設定される。上昇する電圧Ｖｃｃ によりＲ１を流れる電流も上昇する。ｔ２でフリップフロップＴｌ／Ｔ２が投入 接続され、Ｔ１とＴ２が導通する。Ｒ７に、バンドギャップ１２を投入接続する 電圧Ｕｇが生ずる。これにもとづいてバンドギヤ・ツブは初期化時相の第２の部 分ｔ２−ｔ３のための、および通常の作動のための基準電圧Ｖｒｅｆを発生する 。

バンドギャップ１２の投入接続によりｉＩＣはｉＬよりも大きくなり、そのため Ｖｃｃが再び低下する。そのためＴ３を流れる電流が再び小さくなる。ノくンド ギャップ１２は一定の基準電圧Ｖｒｅｆｌを電流ミラー回路１３へ供給する。ミ ラー回路はトランジスタＴ６の中に一定の電流を生ぜさせる。Ｒ３を流れる電流 が、電流ミラー回路１３により供給される電流よりも小さくなると、Ｔ４はもは や制御されず、その結果、初期化電流１ｉｎｉｔは再び遮断される。これは、第 ２図における、初期化時相の終りにおけるｔ３である。

持続時間ｔ２−ｔ３の間中、外部の電力トランジスタＴｓが能動的に空乏層化さ れる。この回路により保証されることは、初期化時相が１３で終了される前に、 ＩＣ６全体のための基準電圧を供給するバンドギャップ１２が投入接続されるこ とである。破線１４はＩＣ６の周縁を示す。ＩＣ６の、巻線８および整流器９に よる電流供給の受け入れは第２図に示された時間間隔ｔ４−ｔ５において、ＩＣ ６の外部で前述のように行なわれる。

第５図はスイッチング電源の基本構成を示す。このスイッチング電源は、電力ス イッチとして動作するスイノチングトタンノスタＴｓ、電流測定抵抗１、電圧ピ ーク減衰のために用いられる抵抗とダイオードとコンデンサから成るいわゆるス ナバ回路網２、および１次巻線３と２次巻線４を有するトランジスタＴｒを備え ている。２次巻線４は整流器５を介して端子６に正の作動電圧＋Ｕ１を供給する 。比較段７において電圧＋Ｕ１が基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較される。比較結果か ら調整値Ｕｓが得れれる。ＵｓはスイッチＳ４を次の様に作動する。即ちトラン スＴｒの休止時相−この間はＴｓとダイオード５が導通状態にない−の間中に、 帰還電荷流ｉＲがダイオード５を流れる電荷流ｉ５とは反対にトランスＴｒ中へ 流入するように、作動する。この帰還電荷流ｉＲは、Ｕｌの値に関する情報を内 容とする。１次側で、相応に誘起された電圧が選択的に評価されて、＋Ｕ１の安 定化の目的で、Ｔｓの投入接続持続時間および動作周波数の調整のために用いら れる。次に種々の作動時相の場合のスイッチングトタンジスタの制御を説明する 。

第６図はＴｓのコレクタにおける電圧ＶＣを、ＵＢのオーダの直流電圧成分で示 す。トランスＴｒの付加巻線１４から電圧ＶＴが取り出される。ＶＴはＶＣと同 じ経過を有するが、直流電圧成分は有していない。

電圧ＶＴは評価段１３を介して端子ａへ達する。評価段１３は、電圧ＶＴにより 、時間的に相次いで電圧成分ＶｐｒとＶｓｅｃを次のように評価するために、用 端子ａにおける電圧Ｖｓは最初は存在しない、何故ならばトランスＴｒはまだパ ルス作動状態になくそのため電圧ＶＴもまだ存在していないからである。そのた め演算増幅器ＯＰＩの（＋）入力側における基準電圧Ｖｒｅｆｌにもとづいて、 最初は高い電流がＲＣ素子９の中へ流れる。そのため端子すにおける調整電圧Ｖ ｒｅｇが、トランジスタＴ１のベース／エミッタ電圧から始めて上昇する。この ことは第３図におけるスタート時相ＡＰにより示されている。トランジスタＴ１ は、Ｖｒｅｇが、Ｖｓプラス、Ｔ１のベース／エミッタ電圧よりも大きくならな い様にさせる。そのため、スイッチングトランジスタＴｓにおける投入接続後に 直ちに大きいコレクタ電流が流れることが、阻止される。Ｖｓが電圧Ｖｒｅｇｌ に達すると、演算増幅器ＯＰ１が機能を、Ｖｒｅｇが、第３図に示された調整時 相ＲＰにおいて、Ｖｓの上昇につれて低下するように、引き受ける。調整電圧Ｖ ｒｅｇは調整情報ＶｓｅＣ−これは帰還電荷流ｉＲにより１次側へ伝送される− に依存する。そのため調整情報を内容とする調整電圧Ｖｒｅｇは演算増幅器ＯＰ ２の“−″入力側へ達する。その“＋”入力側にはバイアス電圧Ｖｉが加えらＵ ｌの安定化は、投入接続時間の調整と、Ｔｓの動作周波数の変化により行なわれ る。電流流通時相の始めにはｉｓがしたがってＴｓのエミッタにおける電圧が小 さい。そのためＶｉも小さい。フリップフロップ１０のリセット入力側Ｒは制御 されない。そのためＱ出力側は“１”へ維持される。その結果、トランジスタＴ ｓが投入接続されたままである。ｉｓにより上昇する電圧ＶｉがＶｒｅｇよりも 大きくなると、ＯＦ２の出力側にレベル“１”が現われ、そのためフリップフロ ップ１０は入力側Ｒでリセットされる。これによりＱ出力側は“０”へ移行し、 トランジスタＴｓは遮断される。ｉｓの値−この値でＴｓの遮断が行なわれる− はＶｒｅｇに依存するため、Ｖｓｅｃにおよび作動電圧Ｕ１にも依存する。例え ば端子６における高められた負荷により＋Ｕ１が小さくなろうとすると、調整情 報Ｖｓｅｃも低下し、第３図に点Ａで示されている様に、休止時相ＢＰにおいて Ｖｒｅｇが上昇する。

このことは最大値ｖａｎもＰＯ２の作用により上昇され、Ｔｒを介して伝送され るエネルギが＋Ｕ１の安定化の目的で太き（なる。

周波数調整のためのＴｓの遮断持続時間の調整第６図においてｔｌでスイッチＳ １が持続時間Ｗｔ１の間中は閉じられている。これによりコンデンサＣ１におけ る電圧ＵＣＩがゼロに等しくなり、演算増幅器ＯＰ３の出力側は“０”へ移行す る。フリップフロップ１２のリセット入力側Ｒは、時間ｔ１の間中はレベル“１ ”へ置かれる。そのためフリップフロップ１２のＱ出力側は“０″となり、スイ ッチＳ３が閉じられる。これにより調整電圧Ｖｒｅｇが、コンデンサＣ２へおよ び演算増幅器ＯＰ４の“＋”入力側へ加えられる。この場合、最初はＶｒｅｇは Ｏ２０の“−”入力側におけるＶｆｍａｘよりも小さい。そのためＯ２０の出力 側には信号が現われない。ｔ３で時間間隔ｔ２の間、スイッチＳ２が閉じられる 。これによりＣ１が相応に大きい電流■１により迅速に充電される。ＯＦ２の“ 十”入力側におけるＵＣＩは著しく迅速に“−”入力側におけるＶｒｅｆ２の値 に達し、ＯＦ２の出力側は“１”へ移る。これによりフリップフロップ１２は入 力側Ｓにおいてセットされ、スイッチＳ３が開かれる。なお調整電圧Ｖｒｅｇを 導び（コンデンサＣ２はこれにより端子すにおけるＶｒｅｇへ分離される。コン デンサＣ２は１μＡのオーダ（桁）の小さい電流Ｉ３によりさらに充電される。

Ｃ２における電圧が値Ｖｆｍａｘに達すると、０Ｐ３４の出力側は１”へ移行す る。これによりフリップフロップ１０が入力側Ｓにおいてセットされる。フリッ プフロップのＱ出力側は“１′へ移行し、Ｔｓが再び投入接続される。そのため 投入接続時点ｔ４はＶｒｅｇに依存する、何故ならばコンデンサＣ２がその都度 に値ＶｒｅｇによりＴ３により充電されるからである。

例えば電圧Ｕ１が端子６における高い負荷により低下しようとすると、ＶＣない しＶＴにおける成分Ｖｓｅｃが小さくなり、その結果、第３図における端子すの 休止時相ＲＰにおけるＶｒｅｇが大き（なる。コンデンサＣ２におけるＶｒｅｇ は時点ｔ３において８３が開かれる際に大きくなる。Ｔ３によるＣ２の後続の充 電の際にＯ２０の応動がより早期に達せられる。そのためＴｓがより早期に投入 接続され、遮断持続時間が低減され、そのため所望のように、端子６における高 められた負荷にもとづいて動作周波数が高められる。この場合、Ｔｓの投入接続 持続時間の調整による十Ｕ１の安定化が前述の様に不変に維持される。

高い電力の場合のＴｓの遮断持続時間の調整もしスイッチングトランジスタＴｓ が例えば時点ｔ５　（Ｖｓｅｃ’　）に投入接続されるとすると、高い電力の領 域においてスナバ回路網２の抵抗において著しく高い損失電力が生ずるであろう 。そのため高い電力の場合、前述の周波数調整の課題の下に、スイッチングトラ ンジスタＴｓが基本的に、調整のために必要とされる電圧成分Ｖｓｅｃの終りの ｔ４に再び投入接続される。このことは第１図に示された回路において次のよう にして達成される：即ちＶ　ｆ　ｍ　ａ　ｘが、高い電力Ｖｒｅｇの場合にスイ ッチＳ３の閉成の際に既にＶｆｍａｘよりも大きくなるように、設定される。そ のため電流Ｉ３はもはやＴｓの遮断持続時間の調整のための前述の作用を有して いない。むしろ所望の様にＴＳは遮断持続時間の調整なしに、Ｖｓｅｃの終りの ｔ４に投入接続される。

この場合、スイッチＳ６は次の意味を有する。即ち調整電圧ＶｒｅｇはＳ３の閉 成によりｗｔｌの間中にコンデンサＣ２に現われる。これによりＯ２０の出力側 はそれ自体、フリップフロップ１ｏを既にｔ２の後にセットしてＴｓを投入接続 する。しかしこのことは所望されていない、何故ならばＶｓｅｃはｔ３−ｔ４に よりさらに評価されなければならないからである。

そのためスイッチＳ６は、時点ｔ３に現われる演算増幅器ＯＰ３の“１″信号が ｔ２だけ遅延されて時点ｔ４に現われる時に、はじめて閉じられる。正しい時点 におけるスイッチＳ６の操作のためにさらに遅延段１５が設けられる。この遅延 段は、フリップフロップ１２のセット入力側Ｓからのスイッチング信号と時間Ｗ ｔ２を遅延する。フリップフロップ１０のセットはしたがってＴｓの投入接続は 、ｖｒｅｇが８３を介してＯＦ２の“＋”入力端へ加わり、付加的にスイッチＳ ６がＯＦ２により閉じられている時に、はじめて行なわれる。

ＦＩＧ、：３ ＦＩＧ、４ ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、　６ ＦｌＧ、子 フロントページの続き （７２）発明者　ナイス、　フォルカードイツ連邦共和国　Ｄ−７７３０ファウ エスーフィリンゲン　ヴアイアーシュトラー七５（７２）発明者　コープリッツ 、　ルードルフドイツ連邦共和国　Ｄ−７７３０ファウエスーフィリンゲン　ヨ ツト、ヨツト、リーガーシュトラーセ　１２アー （７２）発明者　口ドリゲスードウラン、ホセ　イドイツ連邦共和国　Ｄ　−７ ７３０フイリンゲン　ブレントヴエーク　１６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．所定の投入接続特性を有するスイッチング電源のためのスタート回路であっ て、該スイッチング電源はスイッチングトランジスタ（Ｔｓ）を備え、さらにコ ンデンサ（Ｃ２）を有するスタート回路を備え、該コンデンサは投入接続後に、 電源端子に接続されている、充電電流（ｉＬ）を供給する抵抗（ＲＬ）を介して 充電されて、スイッチングトランジスタ（Ｔｓ）を制御する集積化されたスイッ チング回路（ＩＣ）のために給電電圧を供給する形式のスタート回路において、 ａ）ＩＣ（６）が次のように値が選定されており、即ちＩＣは投入接続後の、ス タート電圧（Ｖｃｃ）がゼロから閾値（Ｖｉｎｉｔ）へ上昇するスタート時相の 間中は電流（ｉＩＣ）が消費されない様に値が選定されており、 ｂ）該閾値（Ｖｉｎｉｔ）を上回わると初期化時相（ｔ１−ｔ３）の間中にＩＣ （６）は、該ＩＣの全部のパラメータおよび部品が所定の状態へ移行されて基準 電圧源（１２）が投入接続されるように、初期化され、 ｃ）該初期化時相（ｔ１−ｔ３）の終りにＩＣ（６）が定常状態の通常の作動へ 切り換えられ、ｄ）該通常の作動の初期領域において、ＩＣ（６）に加わるさら に低下されるスタート電圧（Ｖｃｃ）が、別個の電圧源（８，９）からの作動に より置き換えられるかまたは補完されることを特徴とする、スイッチング電源の ためのスタート回路。 ２．初期化時相（ｔ１−ｔ３）が第１区間（ｔ１−ｔ２）を含み、該第１区間に おいては電流消費（ｉＩＣ）が充電電流（ｉＬ）よりも小さくかつ給電電圧（Ｖ ｃｃ）がさらに上昇し、さらに初期化時相は、全部の機能と基準電源の作動され る第２区間を含み、該第２区間においては外部の電力スイッチが作動を遮断され 、かつ電流消費（ｉＩＣ）が充電電流（ｉＬ）よりも大でありかつスタート電圧 （Ｖｃｃ）が低下する、請求の範囲１記載の回路。 ３．ＩＣ（６）がツェナーダイオード（Ｚ）を有する振幅閾値回路を含み、該閾 値回路は閾値（Ｖｉｎｉｔ）を下回わるとＩＣ（６）の電流消費を阻止する、請 求の範囲１記載の回路。 ４．ＩＣ（６）が、障害時におけるＩＣ（６）の遮断の際は意図的な電流消費を 行なわせる回路を含む、請求の範囲１記載の回路。 ５．ＩＣ（６）が、障害時も通常の作動時もスイッチングトランジスタ（Ｔｓ） を遮断させる遮断電圧を発生す回路を含む、請求の範囲１記載の回路。 ６．分離形トランスとスイッチングトランジスタを備え、さらに電圧ピークを低 減するための、トランス巻線に接続されているスナバ回路網（２）を備えている スイッチング電源において、 ａ）２次側で作動電圧（Ｕ１）から得られる調整情報（Ｖｓｅｃ）が、トランス （Ｔｒ）の休止時相中に帰還電流（ｉＲ）の形式でトランス（Ｔｒ）を介して１ 次側へ伝送されて、ここで調整回路を介して、動作周波数の調整のために、およ びスイッチングトランジスタ（Ｔｓ）の投入接続の持続時間の調整のために用い られ、 ｂ）伝送される小さい電力の領域において、動作周波数が、伝送される電力に比 例して調整され、ｃ）伝送される大きい電力の領域において、スイッチングトラ ンジスタ（Ｔｓ）の遮断がトランス（Ｔｒ）の休止時相の初期領域において、常 に、２次側から１次側へ伝送される調整情報（Ｖｓｅｃ）の終了の直前に行なわ れることを特徴とする、分離形トランスを有するスイッチング電源。 ７．スイッチングトランジスタ（Ｔｓ）を遮断するためのパルス（１１）は第１ の比較段（ＯＰ２）において発生され、この比較段の入力側にはスイッチングト ランジスタ（Ｔｓ）を流れる電流（ｉｓ）に依存する電圧（Ｖｉ）と、調整情報 （Ｖｓｅｃ）から導出される調整電圧（Ｖｒｅｇ）が加えられている、請求の範 囲６記載のスイッチング電源。 ８．スイッチングトランジスタ（Ｔｓ）を投入接続するためのパルス（１１）が 第２の比較段（ＯＰ４）において発生され、この比較段の入力側には一定の基準 電圧（Ｖｆｍａｘ）と調整電圧（Ｖｒｅｇ）が加えられている、請求の範囲７記 載のスイッチング電源。 ９．スイッチングトランジスタ（Ｔｓ）を投入接続するためのパルス（１１）が 、調整情報（Ｖｓｅｃ）の終了の直前にトリガされる、請求の範囲８記載のスイ ッチング電源。 １０．第２の比較段（ＯＰ４）の一方の入力側にコンデンサ（Ｃ２）が接続され ており、該コンデンサに、一方では定電流源（Ｉ３）が接続されており、他方で は調整電圧（Ｖｒｅｇ）がスイッチ（Ｓ３）を介して加えられ、該スイッチは休 止時相の間中はしたがって調整情報（Ｖｓｅｃ）の間中も開かれている、請求の 範囲８記載の回路。 １１．トランス（Ｔｒ）の付加巻線（１４）が評価段（１３）の入力側へ接続さ れており、該評価段（１３）は、時間的に相次いで異なる、トランス（Ｔｒ）に おける電圧（ＶＴ，ＶＣ）の電圧成分を評価して調整回路へ導びく、請求の範囲 ６記載の回路。