JPS607907B2 - スイツチングレギユレータ - Google Patents

スイツチングレギユレータ

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JPS607907B2
JPS607907B2 JP52088933A JP8893377A JPS607907B2 JP S607907 B2 JPS607907 B2 JP S607907B2 JP 52088933 A JP52088933 A JP 52088933A JP 8893377 A JP8893377 A JP 8893377A JP S607907 B2 JPS607907 B2 JP S607907B2
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transistor
voltage
capacitor
current
collector
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博 中沢
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

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  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Motor And Converter Starters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に１個の
コンデンサでディジタル回路のリセットとソフトスター
トとを行えるようにしたものである。
非安定化直流電圧をトランスの１次巻線に加え、この直
流電圧を上記１次巻線に接続されたトランジスタによっ
て所定の周期でスイッチングし、２次側より安定化直流
出力電圧を得るようにしたスイッチングレギユレータに
おいては、トランジスタのスイッチングパルスをパルス
中変調器（以下ＰＷＭと略称する）から加えると共に、
出力電圧の一部を誤差増中器に加えて基準電圧と比較し
、この比較電圧をＰＷＭに加えてスイッチングパルスの
デューティ比を制御し、これによって出力電圧の安定化
をはかるようにしている。
このようなスイッチングレギユレータにおいては、種々
のディジタル回路が用いられている。
例えば過電流保護回路にフリップフロツプを用い、この
フリップフロップを過電流が検出されたときに反転させ
ることによって、ＰＷＭの動作を停止させるか或いは出
力パルスのデューティ比を制限するようにしたものが提
案されている。このフリップフロップはスイッチングレ
ギユレータに電源が没入されたときにはリセット信号を
加えてリセットする必要があり、このリセット信号は電
源投入時にコンデンサを充電することにより得ることが
できる。一方上記電源投入時における誤差増中器の比較
電圧は大きく、このためＰＷＭの出力パルスのデューテ
ィ比が大となり、この結果２次側の出力電圧が急激に上
昇する。
このような出力電圧の急激な上昇はフィーリング上好ま
しいものではなく、またこれによってトランスのコアか
ら爆音が発生することがある。これを防ぐために従釆で
はソフトスタートを行うようにしている。ソフトスター
トは誤差増中器の出力側とＰＷＭの入力側との間にコン
デンサを設け、電源投入時にこのコンデンサを充電して
この充電電圧を緩やかに上昇させてＰＷＭに加えるよう
にしたものである。これによってＰＷＭの出力パルスの
デューティ比が徐々に増し、これに伴って出力電圧を徐
々に上昇させることができる。而して、上述したような
スイッチングレギュレータの電源投入時には前記フリッ
プフロップのリセツト信号を得るためのコンデンサと前
記ソフトスタート用の電圧を得るためのコンデンサとの
２個のコンデンサを必要とする。
これらのコンデンサは電源投入後スイッチングレギュレ
ー夕が正常に動作を始めてからは用いられないものであ
る。スイッチングレギュレータをＩＣ化する場合、単に
電源投入時に必要なだけのこれらのコンデンサを接続す
るために外部端子を２個設けることは価格的に問題があ
る。そこで２個のコンデンサを１個で兼用させることが
考えられるが、ソフトスタートに必要な電圧上昇の時定
数は通常１〜＄ｅｃであり、リセット信号の時定数は１
〜１０ｍｓｅｃであり、これらの時定数の比は極めて大
きい。
またリセット信号の時定数は上記の値以上に長くなると
、ソフトスタートが開始されているにも拘らずリセット
が成されないことがあり誤動作の原因となる。以上のこ
とから１個のコンデンサでリセツトとソフトスタートと
を兼用させることが不可能となっている。本発明は上記
の問題を解決するためのもので、１個のコンデンサの充
電電流の大きさをリセット時とソフトスタート時とで異
らせることにより２通りの時定数を得るようにした時定
数変換回路を用いたものである。以下本発明の実施例を
図面と共に説明する。
第１図において、入力端子１，２から加えられた交流電
圧はトランス３を通じてダイオードブリッジ４及びコン
デンサ５で整流平滑され、この直流電圧は高周波トラン
ス６の１次巻線７の一端に加えられる。この一次巻線７
の他端にはスイッチング用のＮＰＮトランジスタ８が接
続されている。このトランジスタ８のベースにはＰＷＭ
を構成するモノマルチ９の出力端子１０から例えば２肌
〜３皿ＨＺのスイッチングパルスが加えられている。こ
のスイッチングにより２次巻線１１に誘起された電圧は
ダイオード１２及びコンデンサ１３で整流平滑されて出
力端子１４に加えられる。この出力電圧の一部は検出電
圧として誤差増中器１５の一方の入力端子に加えられる
。誤差増中器１５の他方の入力端子には電源端子１６の
電圧＋Ｂをッェナーダィオード１７で安定化した基準電
圧が加えられ、この基準電圧と上記検出電圧とが比較さ
れる。この比較電圧はＰＮＰトランジスタ１８のベース
に加えられてそのコレクタ電流を制御する。これによっ
てモノマルチ９の時定数制御用コンデンサ１９の電圧が
変化し、この結果このモノマルチ９の出力パルスのデュ
ーティ比が変わり出力電圧が一定に制御される。またフ
リッブフロップで構成される保護回路２０が設けられて
おり、その検出端子２１に、過負荷その他の原因により
過電流が検出されたとき或いは１次巻線７に加えられる
直流電圧のリノプルが大となったとき等に検出信号が加
えられるように成されている。
この検出信号によって保護回路２０が反転され、この反
転出力をモノマルチ９に加えることにより、出力パルス
のデューティ比を制限するか或いはこのモノマルチ９の
動作を停止させるようにしている。尚、上記検出信号は
例えばトランジスタ８のェミッタに小抵抗を接続してそ
の両端電圧を検出するか或いは１次巻線７に検出用のコ
イルを設ける等の手段により得られるものである。保護
回路２０にはリセット端子２２が設けられていて電源投
入時に時定数変換回路２３よりリセット信号が加えられ
るように成されている。この時定数変換回路２３は１個
のコンデンサ２４の両端電圧に基いて上託りセット信号
と共にソフトスタート用の信号を得るようにしたもので
ある。時定数変換回路２３において、ＰＮＰトランジス
タ２５，２６，２７の各ェミッ夕は抵抗２８，２９，３
０を介して電源端子１６に接続されると共に各ベースは
互いに接続されている。
またトランジスタ２７のコレクタはベースと接続される
と共に抵抗３１を介して接地されている。トランジスタ
２５のコレクタはＮＰＮトランジスタ３２のコレクタ・
ェミツタ及び抵抗３３を通じて接地され、トランジスタ
２６のコレクタＮＰＮトランジスタ３４のコレクタ・ェ
ミッタ及び抵抗３５を通じて接地されている。トランジ
スタ３２，３４の各ベースは互いに接続され、トランジ
スタ３４のコレクタベースと接続されている。以上によ
りトランジスタ２５，２６，２７によって第１のカレン
トミラー回路３６が構成されると共に、トランジスタ３
２，３４により第２のカレントミラー回路３７が構成さ
れる。従って第１のカレントミラー回路３６においては
各コレクタ電流１，，１２，１３は１，＝１２＝１３と
なる。また第２のカレントミラー回路３７において，は
、抵抗３３の値を抵抗３５の値より若干大きくしてあり
、これによりトランジスタ３２のコレクタ電流１４とト
ランジスタ３４のコレクタ電流１５とがＬ＜１５となる
ようにしてある。
トランジスタ２５と３２との接続点（＠点）には時定数
用コンデンサ２４が接続されると共に、検出用のＮＰＮ
トランジスタ３８のベースが接続されている。
このトランジスタ３８のコレクタはＰＮＰトランジスタ
３９のコレクタ・ェミツタを通じて電源端子１６に接続
され、ェミッタは抵抗４０を介して接地されると共に、
抵抗４１を介してＮＰＮトランジスタ４２のベースに接
続されている。このトランジスタ４２のェミツタは接地
され、コレクタは保護回路２０のリセット端子２２に接
続されると共に、ＮＰＮトランジスタ４３のベースに接
続され、このベースは抵抗４４を介して電源端子１６に
援綾されている。またこのトランジスタ４３のコレクタ
はトランジスタ３４のコレクタに接続されェミッタは接
地されている。トランジスタ３９のベースはコレクタに
綾銃されると共にトランジスタ１８のベースに接続され
ている。これによりトランジスタ３９，１８によって第
３のカレントミラー回路４５が構成され、各コレク夕電
流１７，１８は１７＝１８となる。尚、電源端子１６に
加えられる電源電圧＋Ｂは図示せずも補助電源回路から
得られるもので、この補助電源回路は、入力端子１，２
からの交流電圧が加えられる補助トランス及び整流平滑
回路ら構成されるものである。次に上記のように構成さ
れた時定数変換回路２３の動作について説明する。
入力端子１，２に交流電圧が加えられると電源端子１６
に電源電圧＋Ｂが加えられ、これによってトランジスタ
４３が導通し、またトランジスタ２５，２６，２７も導
適する。
このときコンデンサ２４の端子電圧則ち＠点の電圧は低
く、このためトランジスタ３８は不導通、従ってトラン
ジスタ３９，１８及び４２が不導通となる。トランジス
タ２５，２６，２７が導通して互いに等しい電流１，＝
１２＝１３が流れるが、電流１２（＝ち）はトランジス
タ３４を流れずインピーダンスの低いトランジスタ４３
側に略全部が流れる。
このためトランジスタ３４は実質的に不導通となり、こ
れに伴ってトランジスタ３２も不導通となりＬ＝０とな
る。従って電流１３は１３＝１６となって全てコンデン
サ２４に流れ、このためこのコンデンサ２４は急速に充
電されて■点の電圧が急速に上昇する。これによってト
ランジスタ３８が導通し、トランジスタ３９を通じて電
流が流れる。この結果抵抗４０の両端に電圧が生じてト
ランジスタ４２が導適する。このためこのトランジスタ
４２のコレクタ電圧即ちリセット端子２２の電圧は略電
源電圧十Ｂのレベルから略接地電位まで急速に下降し、
これによって保護回路２０がリセットされる。これと同
時にトランジスタ４３が不導通となるため電流ら（＝１
５）がトランジスタ３４に流入し、これに伴って電錠８
４がトランジスタ３２に流入する。このとき抵抗３３と
３５の大きさの違いによりＬ＜１５となるため、ちと１
４との差の電流がちとなってコンデンサ２４に流れる。
即ちこのときら＝１５一Ｌ（但し１５＝１３＝１２）と
なり、１３の一部がコンデンサ２４に流れることになる
。このため＠点の電位は緩やかに上昇し、従ってトラン
ジスタ３８を流れる電流１７も緩やかに増大し、これに
伴ってトランジスタ１８を流れる露続五８も緩やかに上
昇する。従ってコンデンサ１９の電圧も緩やかに上昇し
、これによってモノマルチ１０の出力パルスのデューテ
ィ比が除々に増大してソフトスタートが行われる。ソフ
トスタートが成された後は、誤差増中器１５から比較電
圧によってトランジスタ１８の電流１６が制御されてコ
ンデンサー９の電圧が変化し、これに応じてモノマルチ
９の出力パルスのデューテイ比が制御されて出力端子１
４の出力電圧が一定に制御される。第２図は電源投入時
における＠点の電圧変化を示すもので、し時点からｔ２
時点までがリセツト用の例えば１〜１０のｓｅｃの時定
数となり、ら時点以後がソフトスタート用の例えば１〜
＄ｅｃの時定数となる。
第３図は時定数換回路の他の実施例を示すもので、第１
図と対応する部分には同一符号を付してある。
この実施例ではＰＮＰトランジスタ４６，４７，４８に
よりカレントミラー回路４９が構成されている。
トランジスタ４６のコレクタはコンデンサ２４を介して
接地され、トランジスタ４７のコレクタは抵抗６０を介
して接地され、トランジスタ４８のコレク外ま抵抗５１
及びトランジスタ４３を介して接地されている。またト
ランジスタ３８，４２，４３は第１図と同様の関係で接
続されている。上記構成において、電源が投入されると
■点の電圧は０でトランジスタ３８が不導通、従ってト
ランジスタ４２が不導通となり、トランジスタ４３が導
適する。
これによりトランジスタ４６，４７，４８に電流ら，１
，ｏ，１，．が流れそれらの関係は１９＝１，ｏ＋１，
．となる。そして電流１９によりコンデンサ２４が充電
されて＠点の電圧が急速に上昇する。これによってトラ
ンジスタ３８が導通し、さらにトランジスタ４２が導通
してリセット端子２２の電圧が急速に下降してリセット
信号が得られる。これと共にトランジスタ４３が不導通
となるため電流１，．が０となり、従って１９＝１，。
となる。このとき１，ｏ《１，．となるように抵抗５０
，５１の値を定めてお仇ま、コンデンサ２４は電流１９
１こより充電されて■点の電圧が緩やかに上昇する。こ
れに伴って電流１７，１８が緩やかに上昇するためモノ
マルチ９の出力パルス中のデューティ比が除々に増大し
てソフトスタートが行われる。以上のように第１図及び
第３図の実施例においては、リセット時とソフトスター
ト時とでコンデンサ２４に流れる電流の大きさを異らせ
ることにより、１個のコンデンサ２４で第２図に示すよ
うな２種類の時定数を得ることができる。
本発明はディジタル回路（例えば過電流保護回路に用い
られるフリップフロップ）を有するスイッチングレギュ
レー外こおいて、電源投入時にコンデンサの充電電流を
大と成すと共に所定時間後に上甑充電電流を小と成し、
上記充電電流が大なる時の上記コンデンサの充電電圧に
基いて上記ディジタル回路のリセット信号を得るように
成すと共に上記充電電流が小なる時の上記コンヂンサの
充電電圧に基いてスイッチングパルスのデューブィ比が
漸次大となるようにしたことを特徴とするスイッチング
レギュレータに係るものである。
従って本発明によれば、１個のコンデンサを用いるだけ
で斯種スイッチングレギュレータのリセットとソフトス
タートとを行うことができ、特にＩＣ化する場合に有利
となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図はコンデ
ンサの充電電圧の変化を示す図、第３図は時定数変換回
路の他の実施例を示す回路図である。 なお図面に用いられている符号において「 ８‘まスイ
ッチングトランジスタ、２４は時定数用コンデンサ、３
６は第１のカレントミラー回路、３７は第２のカレント
ミラー回路、３８，４２，４３はトランジスタである。 第２図第１図 第３図

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ デイジタル回路を有するスイツチングレギユレータ
    において、電源投入時にコンデンサの充電電流を大とし
    所定時間後に小となるように構成された時定数変換回路
    を設け、上記充電電流が大なる時の上記コンデンサの充
    電電圧に基いて上記デイジタル回路のリセツト信号を得
    るように成すと共に上記充電電流が小なる時の上記コン
    デンサの充電電圧に基いてスイツチングパルスのデユー
    テイ比を漸次大とするようにしたことを特徴とするスイ
    ツチングレギユレータ。
JP52088933A 1977-07-25 1977-07-25 スイツチングレギユレータ Expired JPS607907B2 (ja)

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DE (1) DE2832595A1 (ja)
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GB (1) GB2001487B (ja)
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