JPH065174B2 - 磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正方式 - Google Patents
磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正方式Info
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- JPH065174B2 JPH065174B2 JP62303897A JP30389787A JPH065174B2 JP H065174 B2 JPH065174 B2 JP H065174B2 JP 62303897 A JP62303897 A JP 62303897A JP 30389787 A JP30389787 A JP 30389787A JP H065174 B2 JPH065174 B2 JP H065174B2
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は多極パーマネントマグネットロータとホール素
子を用いた磁気式回転角度センサにおけるホール素子不
平衡電圧自動補正方式に関するものである。
子を用いた磁気式回転角度センサにおけるホール素子不
平衡電圧自動補正方式に関するものである。
第４図は従来の内燃機関の磁気式回転角度センサのシス
テム構成例を示すブロック図である。同図において、１
１は多数極を有するパーマネントマグネットロータ、１
２はホール素子、１３は演算増幅器、１４は波形変換器
（コンパレータ）、１５は出力部、１６は第１の基準電
圧Ｖreflを発生する基準電圧源である。
テム構成例を示すブロック図である。同図において、１
１は多数極を有するパーマネントマグネットロータ、１
２はホール素子、１３は演算増幅器、１４は波形変換器
（コンパレータ）、１５は出力部、１６は第１の基準電
圧Ｖreflを発生する基準電圧源である。
上記構成の磁気式回転角度センサにおいて、ホール素子
１２に対してパーマネントマグネットロータ１１による
回転磁界を印加し、ホール素子１２からのホール出力を
増幅器１３で増幅し、コンデンサＣにより直流分をカッ
トして、回転信号分のみを波形変換器１４に印加して、
正弦波を方形波に変換して出力部１５から出力する。
１２に対してパーマネントマグネットロータ１１による
回転磁界を印加し、ホール素子１２からのホール出力を
増幅器１３で増幅し、コンデンサＣにより直流分をカッ
トして、回転信号分のみを波形変換器１４に印加して、
正弦波を方形波に変換して出力部１５から出力する。
基準電圧源１６からの基準電圧Ｖreflは、この回路を単
電源動作（正又は負のいずれか一方の単一極性の電源で
動作）とする場合の基準電位を電源電圧Ｖcc約Ｖcc／３
とするためのバイアス電源で、波形変換器１４の波形比
較電圧ともなる。
電源動作（正又は負のいずれか一方の単一極性の電源で
動作）とする場合の基準電位を電源電圧Ｖcc約Ｖcc／３
とするためのバイアス電源で、波形変換器１４の波形比
較電圧ともなる。
また、波形変換器１４の抵抗Ｒは入力信号に対して直流
基準電圧を与えるためのバイアス抵抗である。
基準電圧を与えるためのバイアス抵抗である。
第５図は上記磁気式回転角度センサ回路の各部の波形を
示す波形図であり、(1)はホール素子１２の出力電圧波
形、(2)は高回転時の波形変換器１４の入力波形と出力
部１５の出力波形、(3)は低回転時の波形変換器１４の
入力波形と出力部１５の出力波形をそれぞれ示す。
示す波形図であり、(1)はホール素子１２の出力電圧波
形、(2)は高回転時の波形変換器１４の入力波形と出力
部１５の出力波形、(3)は低回転時の波形変換器１４の
入力波形と出力部１５の出力波形をそれぞれ示す。
しかしながら上記回路でパーマネントマグネットロータ
１１が低速回転の場合には、時定数τ＝Ｃ・Ｒを信号周
期（波形変換器１４の入力電圧信号の周期）に比較し、
十分に大きくしておかないと第５図(3)に示すように移
相ずれΔｔが発生し、クランク軸角度がずれたごとき状
態となるという欠点がある。
１１が低速回転の場合には、時定数τ＝Ｃ・Ｒを信号周
期（波形変換器１４の入力電圧信号の周期）に比較し、
十分に大きくしておかないと第５図(3)に示すように移
相ずれΔｔが発生し、クランク軸角度がずれたごとき状
態となるという欠点がある。
また、始動時はコンデンサＣの充電時間τ＝Ｃ・Ｒによ
り、波形変換器１４の入力信号の基準電位が変動し、出
力パレスの間隔が整列しないので、始動時の角度精度が
要求される場合は、この充電時間τをむやみに大きくす
ることはできないので、上記時定数τを十分大きくしな
ければならないという要望と相反するという欠点があっ
た。
り、波形変換器１４の入力信号の基準電位が変動し、出
力パレスの間隔が整列しないので、始動時の角度精度が
要求される場合は、この充電時間τをむやみに大きくす
ることはできないので、上記時定数τを十分大きくしな
ければならないという要望と相反するという欠点があっ
た。
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、上記従来の
ホール素子の出力信号を交流結合（Ｃ結合）として不平
衡電圧や増幅器のオフセット電圧による信号基準電位の
変動を除去する波形変換方式において、低速回転時の移
相ずれと始動時の出力波形整定時間を必要とするという
欠点を除去し、回転角に対する出力波形変換精度の良い
磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自
動補正方式を提供することにある。
ホール素子の出力信号を交流結合（Ｃ結合）として不平
衡電圧や増幅器のオフセット電圧による信号基準電位の
変動を除去する波形変換方式において、低速回転時の移
相ずれと始動時の出力波形整定時間を必要とするという
欠点を除去し、回転角に対する出力波形変換精度の良い
磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自
動補正方式を提供することにある。
上記問題点を解決するため本発明は、多極パーマネント
マグネットロータとホール素子を用いた磁気式回転角度
センサにおいて、ホール素子の出力電圧（正弦波）を演
算増幅器を用いて増幅後、波形変換器に直流結合として
入力し、該直流結合にすることにより発生するホール素
子不平衡電圧と演算増幅器のオフセット電圧による信号
基準電圧の変動を検出して、設定直流基準電圧と比較
し、前記演算増幅器に印加するバイアス電圧を自動補正
して、その出力電圧の基準電位を設定直流基準電圧に近
似させる回路と、波形変換器の波形変換基準電位を前記
増幅させた信号電圧から正弦波信号分を除去した信号基
準電圧を基準電源とする回路を設けたことを特徴とす
る。
マグネットロータとホール素子を用いた磁気式回転角度
センサにおいて、ホール素子の出力電圧（正弦波）を演
算増幅器を用いて増幅後、波形変換器に直流結合として
入力し、該直流結合にすることにより発生するホール素
子不平衡電圧と演算増幅器のオフセット電圧による信号
基準電圧の変動を検出して、設定直流基準電圧と比較
し、前記演算増幅器に印加するバイアス電圧を自動補正
して、その出力電圧の基準電位を設定直流基準電圧に近
似させる回路と、波形変換器の波形変換基準電位を前記
増幅させた信号電圧から正弦波信号分を除去した信号基
準電圧を基準電源とする回路を設けたことを特徴とす
る。
上記の如く構成することにより、演算増幅器と波形変換
器の結合を直流結合とするから、上記従来の交流結合
（Ｃ結合）する方式の欠点である低速回転時の移相ずれ
と始動時の出力波形整定時間を必要するという問題が除
去されると共に、直流結合方式で波形変換を行なう場合
に発生するホール素子の不平衡電圧と演算増幅器のオフ
セット電圧による信号基準電位の変動を自動補正し、且
つ増幅された信号電圧から正弦波信号分を除去した信号
基準電圧とすることにより回転角度に対する出力波形の
変換精度を向上させることができる。
器の結合を直流結合とするから、上記従来の交流結合
（Ｃ結合）する方式の欠点である低速回転時の移相ずれ
と始動時の出力波形整定時間を必要するという問題が除
去されると共に、直流結合方式で波形変換を行なう場合
に発生するホール素子の不平衡電圧と演算増幅器のオフ
セット電圧による信号基準電位の変動を自動補正し、且
つ増幅された信号電圧から正弦波信号分を除去した信号
基準電圧とすることにより回転角度に対する出力波形の
変換精度を向上させることができる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例の磁気式回転角度センサのシ
ステム構成を示すブロック図、第２図はその各部の波形
図、第３図は第１図のブロック図を具体化した回路図で
ある。
ステム構成を示すブロック図、第２図はその各部の波形
図、第３図は第１図のブロック図を具体化した回路図で
ある。
第１図及び第３図において、１１はパーマネントマグネ
ットロータ、１２はホール素子、１３は演算増幅器、１
４は波形変換器（コンパレータ）、１５は出力部、１６
は第１の基準電圧Ｖreflを発生する基準電圧源、１７は
緩衡増幅器、１８は補正増幅器、Ｒ，ＲS，Ｒ1〜Ｒ16は
抵抗、Ｃ，Ｃ1はコンデンサ、Ｑ1は出力トランジスタで
ある。
ットロータ、１２はホール素子、１３は演算増幅器、１
４は波形変換器（コンパレータ）、１５は出力部、１６
は第１の基準電圧Ｖreflを発生する基準電圧源、１７は
緩衡増幅器、１８は補正増幅器、Ｒ，ＲS，Ｒ1〜Ｒ16は
抵抗、Ｃ，Ｃ1はコンデンサ、Ｑ1は出力トランジスタで
ある。
第２図において、(1)はホール素子１２の出力電圧波
形、(2)は演算増幅器１３出力、即ち波形変換器１４の
入力電圧波形、(3)は各部の基準電圧、即ち第１〜第４
の基準電圧Ｖref1〜３の電圧レベル、(4)は波形変換器
１４の出力波形をそれぞれ示す。
形、(2)は演算増幅器１３出力、即ち波形変換器１４の
入力電圧波形、(3)は各部の基準電圧、即ち第１〜第４
の基準電圧Ｖref1〜３の電圧レベル、(4)は波形変換器
１４の出力波形をそれぞれ示す。
第１図及び第３図の磁気式回転角度センサの動作を説明
するのに先立ち、先ず第６図に基づいてホール素子１２
の不平衡電圧が増幅段出力で発生する原因を説明する。
するのに先立ち、先ず第６図に基づいてホール素子１２
の不平衡電圧が増幅段出力で発生する原因を説明する。
ホール素子１２はその原理から各辺の抵抗値が等しいブ
リッジ抵抗と考えられ、第６図に示すような回路では、
出力端子間の直流電位と回転磁界による交番信号電圧を
分離して等価回路化すると第７図に示すようになる。
リッジ抵抗と考えられ、第６図に示すような回路では、
出力端子間の直流電位と回転磁界による交番信号電圧を
分離して等価回路化すると第７図に示すようになる。
ここで抵抗Ｒ1＝Ｒ3，Ｒ2＝Ｒ4とし、演算増幅器１３の
利得をA1とすると、 A1＝Ｒ2／Ｒ1＝Ｒ3／Ｒ4 であるから、演算増幅器１３の出力電圧ＶOA1は、 ＶOA1＝-A1・eOHEsinθ＋Vrefl ＋｛(1+A1)・(V+-V-)｝ ……(1) ここで、−Ａ1・eOHEsinθは交番信号電圧項、Ｖreflは
直流基準電位項、｛（１＋Ａ1）・（Ｖ+−Ｖ-）｝はホ
ール素子１２の不平衡電圧増幅分項、（Ｖ+−Ｖ-）はホ
ール素子１２の不平衡電圧項である。また、Ｖ+，Ｖ
-は、それぞれ演算増幅器１３の＋入力端子の電圧，−
入力端子の電圧である。
利得をA1とすると、 A1＝Ｒ2／Ｒ1＝Ｒ3／Ｒ4 であるから、演算増幅器１３の出力電圧ＶOA1は、 ＶOA1＝-A1・eOHEsinθ＋Vrefl ＋｛(1+A1)・(V+-V-)｝ ……(1) ここで、−Ａ1・eOHEsinθは交番信号電圧項、Ｖreflは
直流基準電位項、｛（１＋Ａ1）・（Ｖ+−Ｖ-）｝はホ
ール素子１２の不平衡電圧増幅分項、（Ｖ+−Ｖ-）はホ
ール素子１２の不平衡電圧項である。また、Ｖ+，Ｖ
-は、それぞれ演算増幅器１３の＋入力端子の電圧，−
入力端子の電圧である。
上記(1)式において、（Ｖ+-Ｖ-）＝±Ｖｕとすると、 ＶOA1＝-A1・eOHEsinθ+{Vrefl+(±Vu)+(A1・±Vu)} ……(2) となる。ここで−Ａ1・eOHEsinθは交番電圧項、｛Vrefl
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝は直流基準電位項とな
り、この直流基準電位の項が交番電圧の項の基準電位と
なり、ホール素子１２の不平衡電圧Ｖｕにより変動する
事になる。第８図はその波形を示す波形図であり、同図
(1)は(2)式の直流基準電位変動分が−Ｖｕの時、同図
(2)は(2)式の直流基準電位変動分が＋Ｖｕの時をそれぞ
れ示す。
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝は直流基準電位項とな
り、この直流基準電位の項が交番電圧の項の基準電位と
なり、ホール素子１２の不平衡電圧Ｖｕにより変動する
事になる。第８図はその波形を示す波形図であり、同図
(1)は(2)式の直流基準電位変動分が−Ｖｕの時、同図
(2)は(2)式の直流基準電位変動分が＋Ｖｕの時をそれぞ
れ示す。
次に、本発明の実施例である第１図の磁気式回転角度セ
ンサの動作を説明する。演算増幅器１３に与える直流電
位は補正増幅器１８の出力電圧ＶOA2＝Ｖref3（第３の
基準電圧）となっているから、演算増幅器１３の出力電
圧ＶOA1は上記(2)式と同様に ＶOA1＝-A1・eOHEsinθ+{Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)} ……(3) となる。ここでＡ1・eOHEsinθは交番電圧項、｛Ｖref3
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝は電流基準電圧項であ
る。
ンサの動作を説明する。演算増幅器１３に与える直流電
位は補正増幅器１８の出力電圧ＶOA2＝Ｖref3（第３の
基準電圧）となっているから、演算増幅器１３の出力電
圧ＶOA1は上記(2)式と同様に ＶOA1＝-A1・eOHEsinθ+{Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)} ……(3) となる。ここでＡ1・eOHEsinθは交番電圧項、｛Ｖref3
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝は電流基準電圧項であ
る。
一方、緩衝増幅器１７の入力信号Ｖ′OA1は演算増幅器
１３の出力電圧ＶOA1から抵抗Ｒ6とコンデンサＣ1から
なる信号フィルタによって交番信号電圧成分がほぼ除去
された直流電圧であり、その出力をＶref2（第２の基準
電圧）とすれば、Ｖref2は(3)式の直流電圧項｛Ｖref3
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝であるので、 Vref2＝Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)……(4)となる。
１３の出力電圧ＶOA1から抵抗Ｒ6とコンデンサＣ1から
なる信号フィルタによって交番信号電圧成分がほぼ除去
された直流電圧であり、その出力をＶref2（第２の基準
電圧）とすれば、Ｖref2は(3)式の直流電圧項｛Ｖref3
＋（±Ｖｕ）＋（Ａ1・±Ｖｕ）｝であるので、 Vref2＝Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)……(4)となる。
また、補正増幅器１８は、直流基準電圧を第１の基準電
圧Ｖref1とする反転増幅器として動作するから、抵抗Ｒ
13＝Ｒ14とするとその利得Ａ2は、Ａ2＝Ｒ15／Ｒ14であ
る。補正増幅器１８の出力電圧ＶOA2は VOA2＝-A2・(V+-V-)+Vref1=Vref3 ……(5) となる。なお、Ｖ+，Ｖ-は、それぞれ補正増幅器１８の
＋入力端子の電圧，−入力端子の電圧である。ここで、
（Ｖ+−Ｖ-）＝±Ｖｄを補正電圧とすると、この補正電
圧±Ｖｄは、 ±Vd＝Vref1-Vref2 ……(6) となり、上記(5)式と(6)式とから、補正増幅器１８の出
力である第３の基準電圧Ｖref3は、 Vref3＝-A2・(+Vd)+Vref1 ……(7) ここで−Ａ2・(±Ｖd）は直流変動電圧項である。上記
(7)を式(3)式に代入し、 VOA1＝-A1・eOHEsinθ＋｛−〔A2・(±Vd)+Vref1〕 +(±Vu)+(A1・±Vu)} ＝-A1・eOHEsinθ+Vref1+(±Vu)+(A1・±Vu) -(A2・±Vd) ……(8) (8)式においてＡ1・eOHEsinθは交番信号電圧項、Ｖref1
＋（±Ｖu）は直流基準電圧項、(A1・±Vu)−(A2・±Vd)
は補正項である。上記(8)式において、補正項(A1・±Vu)
−(A2・±Vd)が零となれば、直流基準電圧項Ｖref1＋
（±Ｖu）の変動は、ホール素子１２の不平衡電圧のみ
となり、本発明の目的が達せられる。
圧Ｖref1とする反転増幅器として動作するから、抵抗Ｒ
13＝Ｒ14とするとその利得Ａ2は、Ａ2＝Ｒ15／Ｒ14であ
る。補正増幅器１８の出力電圧ＶOA2は VOA2＝-A2・(V+-V-)+Vref1=Vref3 ……(5) となる。なお、Ｖ+，Ｖ-は、それぞれ補正増幅器１８の
＋入力端子の電圧，−入力端子の電圧である。ここで、
（Ｖ+−Ｖ-）＝±Ｖｄを補正電圧とすると、この補正電
圧±Ｖｄは、 ±Vd＝Vref1-Vref2 ……(6) となり、上記(5)式と(6)式とから、補正増幅器１８の出
力である第３の基準電圧Ｖref3は、 Vref3＝-A2・(+Vd)+Vref1 ……(7) ここで−Ａ2・(±Ｖd）は直流変動電圧項である。上記
(7)を式(3)式に代入し、 VOA1＝-A1・eOHEsinθ＋｛−〔A2・(±Vd)+Vref1〕 +(±Vu)+(A1・±Vu)} ＝-A1・eOHEsinθ+Vref1+(±Vu)+(A1・±Vu) -(A2・±Vd) ……(8) (8)式においてＡ1・eOHEsinθは交番信号電圧項、Ｖref1
＋（±Ｖu）は直流基準電圧項、(A1・±Vu)−(A2・±Vd)
は補正項である。上記(8)式において、補正項(A1・±Vu)
−(A2・±Vd)が零となれば、直流基準電圧項Ｖref1＋
（±Ｖu）の変動は、ホール素子１２の不平衡電圧のみ
となり、本発明の目的が達せられる。
次に補正項(A1・±Vu)−(A2・±Vd)が零となる事について
説明する。
説明する。
上記(6)式のＶｄ＝Ｖref1−Ｖref2に(4)式に代入する
と、 Vd＝Vref1-{Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)｝ ……(6)′ (6)′式により、 Vref3＝Vref1+(±Vu)-(A1・±Vu) となるから、(7)式により、 -A2・(±Vd)+Vref1＝Vref1-(±Vu)-(A1・±Vu) -A2・(±Vd)＝-(±Vu)-(A1・±Vu) ここで演算増幅器１３の利得Ａ1と補正増幅器１８の利
得Ａ2を等しくすれば、 -A1・(±Vd)=-(±Vu)-(A1・±Vu) ±Vd＝｛-(±Vu)-(A1・±Vu)}／-A1 ＝（±Vu)/A1+(±Vu)｝ ≒±Vu……(9) よって、上記(8)式の補正項(A1・±Vu）−（Ａ2・±Ｖd）
は A1・(±Vu)-(A2・±Vd)=A1・(±Vu)-(A1・±Vu) ＝０ となり、本発明は達成される。
と、 Vd＝Vref1-{Vref3+(±Vu)+(A1・±Vu)｝ ……(6)′ (6)′式により、 Vref3＝Vref1+(±Vu)-(A1・±Vu) となるから、(7)式により、 -A2・(±Vd)+Vref1＝Vref1-(±Vu)-(A1・±Vu) -A2・(±Vd)＝-(±Vu)-(A1・±Vu) ここで演算増幅器１３の利得Ａ1と補正増幅器１８の利
得Ａ2を等しくすれば、 -A1・(±Vd)=-(±Vu)-(A1・±Vu) ±Vd＝｛-(±Vu)-(A1・±Vu)}／-A1 ＝（±Vu)/A1+(±Vu)｝ ≒±Vu……(9) よって、上記(8)式の補正項(A1・±Vu）−（Ａ2・±Ｖd）
は A1・(±Vu)-(A2・±Vd)=A1・(±Vu)-(A1・±Vu) ＝０ となり、本発明は達成される。
以上説明したように本発明によれば、ホール素子の出力
を増幅した後、直流結合方式では波形変換を行なう場合
に発生するホール素子不平衡電圧と増幅器のオフセット
電圧による信号基準電位の変動を自動補正し、且つ増幅
された信号電圧から正弦波信号分を除去した信号基準電
圧を波形変換器の基準電源とすることにより、回転角に
対する出力波形変換精度が向上するという優れた効果が
得られる。また、単電源動作演算増幅器で構成した回路
であり、コストの低減がはがれ、車載用クランク角セン
サとしての応用の他に回転軸を持つ全ての機器の回転角
センサとして応用することができるという優れた効果が
得られる。
を増幅した後、直流結合方式では波形変換を行なう場合
に発生するホール素子不平衡電圧と増幅器のオフセット
電圧による信号基準電位の変動を自動補正し、且つ増幅
された信号電圧から正弦波信号分を除去した信号基準電
圧を波形変換器の基準電源とすることにより、回転角に
対する出力波形変換精度が向上するという優れた効果が
得られる。また、単電源動作演算増幅器で構成した回路
であり、コストの低減がはがれ、車載用クランク角セン
サとしての応用の他に回転軸を持つ全ての機器の回転角
センサとして応用することができるという優れた効果が
得られる。
第１図は本発明に係る磁気式回転角度センサにおけるホ
ール素子不平衡電圧自動補正回路を示すブロック図、第
２図は第１図のホール素子不平衡電圧自動補正回路の動
作を説明するための各部の電圧波形図、第３図は第１図
のホール素子不平衡電圧自動補正回路を具体化した回路
図、第４図は従来の内燃機関の磁気式回転角度センサの
システム構成例を示すブロック図、第５図は第４図の磁
気式回転角度センサ動作を説明するための各部の電圧波
形図、第６図は第４図のホール素子１２と演算増幅器１
３の回路図、第７図は第６図の等価回路図、第８図は第
７図の各部の波形図である。 図中、１１……パーマネントマグネットロータ、１２…
…ホール素子、１３……演算増幅器、１４……波形変換
器、１５……出力部、１６……基準電圧源、１７……緩
衝増幅器、１８……補正増幅器。
ール素子不平衡電圧自動補正回路を示すブロック図、第
２図は第１図のホール素子不平衡電圧自動補正回路の動
作を説明するための各部の電圧波形図、第３図は第１図
のホール素子不平衡電圧自動補正回路を具体化した回路
図、第４図は従来の内燃機関の磁気式回転角度センサの
システム構成例を示すブロック図、第５図は第４図の磁
気式回転角度センサ動作を説明するための各部の電圧波
形図、第６図は第４図のホール素子１２と演算増幅器１
３の回路図、第７図は第６図の等価回路図、第８図は第
７図の各部の波形図である。 図中、１１……パーマネントマグネットロータ、１２…
…ホール素子、１３……演算増幅器、１４……波形変換
器、１５……出力部、１６……基準電圧源、１７……緩
衝増幅器、１８……補正増幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】複数以上の極を持ったパーマネントマグネ
ットロータとホール素子を具備し、前記ホール素子の出
力電圧を演算増幅器で直流増幅し、該増幅された信号電
圧を波形変換器で波形変換する磁気式回転角度センサに
おいて、 前記ホール素子の出力電圧を演算増幅器で直流増幅する
際に発生するホール素子不平衡電圧による基準電圧の変
動を検出して設定直流電圧と比較し、前記演算増幅器の
バイアス電圧を自動補正し、その出力基準電位に保つ回
路を設け、前記演算増幅器で増幅された信号電圧から正
弦波信号分を除去した信号基準電圧を前記波形変換器の
基準電源とする回路とを設けたことを特徴とする磁気式
回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303897A JPH065174B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | 磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303897A JPH065174B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | 磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01143916A JPH01143916A (ja) | 1989-06-06 |
| JPH065174B2 true JPH065174B2 (ja) | 1994-01-19 |
Family
ID=17926580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62303897A Expired - Lifetime JPH065174B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | 磁気式回転角度センサにおけるホール素子不平衡電圧自動補正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH065174B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5694038A (en) * | 1996-01-17 | 1997-12-02 | Allegro Microsystems, Inc. | Detector of passing magnetic articles with automatic gain control |
| JP2018013120A (ja) * | 2016-07-07 | 2018-01-25 | 弘 牧田 | ホール素子によるエンジン点火信号発生装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5968601A (ja) * | 1982-10-14 | 1984-04-18 | Nippon Denso Co Ltd | 回転角度検出装置 |
-
1987
- 1987-11-30 JP JP62303897A patent/JPH065174B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01143916A (ja) | 1989-06-06 |
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