JPH0657023B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPH0657023B2 JPH0657023B2 JP58183798A JP18379883A JPH0657023B2 JP H0657023 B2 JPH0657023 B2 JP H0657023B2 JP 58183798 A JP58183798 A JP 58183798A JP 18379883 A JP18379883 A JP 18379883A JP H0657023 B2 JPH0657023 B2 JP H0657023B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- circuit
- phase error
- quadrature
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は多値多相変調波より基準搬送波を効率よく再生
する搬送波再生回路に関するものである。
する搬送波再生回路に関するものである。
現在すでに多相PSK変調を用いた搬送波デイジタル伝送
方式が実用化されているが、近年周波数有効利用の観点
から、位相面のみならず振幅面においても同時に変調を
かけるいわゆる多値多相変調方式について検討が進めら
れている。この多値多相変調方式には、例えば、16QAM
(Quadrature Amplitude Modulation)方式が知られてい
る。このような16QAM方式では伝送情報量は増すが、そ
の反面回路実現上に困難さがある。特に、基準搬送波を
再生する搬送波再生回路においては、従来の多相PSK波
に用いられるそれに比して新たな困難さが生ずる。即
ち、従来の多相PSK波の出力信号ベクトルは周知の如く
等振幅で且つ等しい位相差を有しているが、16QAM波の
出力ベクトルは互いに違つた振幅で且つ違つた位相差を
有している。よつて、16QAM用搬送波再生回路には、多
相PSK用のように、入力信号を単純に逓倍する手段を用
いることができない。
方式が実用化されているが、近年周波数有効利用の観点
から、位相面のみならず振幅面においても同時に変調を
かけるいわゆる多値多相変調方式について検討が進めら
れている。この多値多相変調方式には、例えば、16QAM
(Quadrature Amplitude Modulation)方式が知られてい
る。このような16QAM方式では伝送情報量は増すが、そ
の反面回路実現上に困難さがある。特に、基準搬送波を
再生する搬送波再生回路においては、従来の多相PSK波
に用いられるそれに比して新たな困難さが生ずる。即
ち、従来の多相PSK波の出力信号ベクトルは周知の如く
等振幅で且つ等しい位相差を有しているが、16QAM波の
出力ベクトルは互いに違つた振幅で且つ違つた位相差を
有している。よつて、16QAM用搬送波再生回路には、多
相PSK用のように、入力信号を単純に逓倍する手段を用
いることができない。
そこで従来において、種々の16QAM用搬送波再生回路が
提案されているが、その１つに電子通信学会、通信方式
研究会資料CS76-200「ロールオフ整形16値QAM変復調系
の特性」に記載された第１図の如き搬送波再生回路があ
る。第１図において、１は直交位相検波器、２はデイジ
タル４逓倍回路、３、４はA/D変換器、５は判定回路、
６はＤタイプフリツプフロツプ、７はAND回路、８は低
域濾波器、９は電圧制御発振器である。回路の動作は上
記文献に詳述されているので、ここでは簡単に説明す
る。入力信号は、直交位相検波器１にて直交検波され、
復調信号Ｐ、Ｑに変換される。次に、復調信号Ｐ、Ｑ
は、デイジタル４逓倍回路２に入り、ここで４逓倍され
てその出力に位相誤差信号を得ることができる。ここ
で、入力信号が４PSK波であるならば、２出力を低域濾
波器８に直接供給すれば、第１図は４PSK波用搬送波再
生回路として動作するが、今入力信号は第２図の如き信
号配置を有する16QAM信号波である。よつて、第２図中
Ａ信号はデイジタル４逓倍回路２による４逓倍処理によ
つて位相誤差信号となるが、Ｂ信号は位相誤差信号とは
ならず、単に雑音成分となるので、上記回路ではキヤリ
アジツタの少ない基準搬送波を再生することはできな
い。
提案されているが、その１つに電子通信学会、通信方式
研究会資料CS76-200「ロールオフ整形16値QAM変復調系
の特性」に記載された第１図の如き搬送波再生回路があ
る。第１図において、１は直交位相検波器、２はデイジ
タル４逓倍回路、３、４はA/D変換器、５は判定回路、
６はＤタイプフリツプフロツプ、７はAND回路、８は低
域濾波器、９は電圧制御発振器である。回路の動作は上
記文献に詳述されているので、ここでは簡単に説明す
る。入力信号は、直交位相検波器１にて直交検波され、
復調信号Ｐ、Ｑに変換される。次に、復調信号Ｐ、Ｑ
は、デイジタル４逓倍回路２に入り、ここで４逓倍され
てその出力に位相誤差信号を得ることができる。ここ
で、入力信号が４PSK波であるならば、２出力を低域濾
波器８に直接供給すれば、第１図は４PSK波用搬送波再
生回路として動作するが、今入力信号は第２図の如き信
号配置を有する16QAM信号波である。よつて、第２図中
Ａ信号はデイジタル４逓倍回路２による４逓倍処理によ
つて位相誤差信号となるが、Ｂ信号は位相誤差信号とは
ならず、単に雑音成分となるので、上記回路ではキヤリ
アジツタの少ない基準搬送波を再生することはできな
い。
そこで、３〜７の回路が設けられている。A/D変換器
３、４及び判定回路５は第２図における信号Ａと信号Ｂ
を判別する信号位置判別回路を構成し、出力S1とクロツ
ク信号とをAND回路７でAND操作すれば、その出力でＡ信
号のときにのみクロツク信号の周期でパルスを発生する
ことができる。よつてAND回路７の出力をＤタイプフリ
ツプフロツプ６にタイミング信号として供給すれば、フ
リツプフロツプ６は４逓倍回路２出力を入力信号がＡの
ときにのみ読み出し、Ｂのときには１タイムスロツト前
の信号を保持するように動作する。このように第１図の
回路ではＢ信号は削除され、Ａ信号のみで制御信号が作
られているので、キヤリアジツタの少ない基準搬送波を
再生することができる。
３、４及び判定回路５は第２図における信号Ａと信号Ｂ
を判別する信号位置判別回路を構成し、出力S1とクロツ
ク信号とをAND回路７でAND操作すれば、その出力でＡ信
号のときにのみクロツク信号の周期でパルスを発生する
ことができる。よつてAND回路７の出力をＤタイプフリ
ツプフロツプ６にタイミング信号として供給すれば、フ
リツプフロツプ６は４逓倍回路２出力を入力信号がＡの
ときにのみ読み出し、Ｂのときには１タイムスロツト前
の信号を保持するように動作する。このように第１図の
回路ではＢ信号は削除され、Ａ信号のみで制御信号が作
られているので、キヤリアジツタの少ない基準搬送波を
再生することができる。
以上、第１図の如き従来回路は簡単な回路でキヤリアジ
ツタの少ない基準搬送波を再生できる点では有効である
が、その反面次のような欠点を有する。
ツタの少ない基準搬送波を再生できる点では有効である
が、その反面次のような欠点を有する。
即ち、従来例においては、電圧制御発振器９を制御する
制御信号は、入力信号がＢ信号の場合、１タイムスロツ
ト前の信号をデイジタル的に保持しているので、Ｂ信号
が連続した場合には、２値のうちどちらかに固定されて
しまう。よつてＢ信号の連続の長さが、搬送波再生回路
のループ帯域に比して無視できない値の場合、制御信号
は正常値より逸脱することになり、キヤリアジツタが増
したり、ループが暴走する危険がある。そのため従来例
においては、ループの帯域を十分に狭くするか、あるい
はベースバンド信号のパターン列の組合せを、Ｂ信号が
連続しないような制約を設けなければならない欠点を有
している。
制御信号は、入力信号がＢ信号の場合、１タイムスロツ
ト前の信号をデイジタル的に保持しているので、Ｂ信号
が連続した場合には、２値のうちどちらかに固定されて
しまう。よつてＢ信号の連続の長さが、搬送波再生回路
のループ帯域に比して無視できない値の場合、制御信号
は正常値より逸脱することになり、キヤリアジツタが増
したり、ループが暴走する危険がある。そのため従来例
においては、ループの帯域を十分に狭くするか、あるい
はベースバンド信号のパターン列の組合せを、Ｂ信号が
連続しないような制約を設けなければならない欠点を有
している。
本発明は従来の上記実情に着目してなされたものであ
り、従つて本発明の目的は、上記の如き従来例が有する
欠点を除去できる新規な搬送波再生回路を提供すること
にある。
り、従つて本発明の目的は、上記の如き従来例が有する
欠点を除去できる新規な搬送波再生回路を提供すること
にある。
本発明の上記目的は、制御信号によつて発振周波数が変
化する電圧制御発振器と、入力信号を前記電圧制御発振
器の出力を用いて直交位相検波する直交位相検波器と、
入力信号の信号位置を判別する位置判別手段と、前記直
交位相検波器の出力を演算して位相誤差信号を得る手段
と、前記位置判別手段の出力を用いて前記位相誤差信号
を直接出力するかあるいは前記位相誤差信号をある期間
積分した信号を出力するかを選択することによつて前記
制御信号を得る手段とによつて構成された搬送波再生回
路、によつて達成される。
化する電圧制御発振器と、入力信号を前記電圧制御発振
器の出力を用いて直交位相検波する直交位相検波器と、
入力信号の信号位置を判別する位置判別手段と、前記直
交位相検波器の出力を演算して位相誤差信号を得る手段
と、前記位置判別手段の出力を用いて前記位相誤差信号
を直接出力するかあるいは前記位相誤差信号をある期間
積分した信号を出力するかを選択することによつて前記
制御信号を得る手段とによつて構成された搬送波再生回
路、によつて達成される。
以下本発明をその良好な一実施例について図面を用いて
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第３図は本発明による搬送波再生回路の一実施例を示す
ブロツク構成図である。図において、参照番号10はアナ
ログゲート回路、11はアナログスイツチ回路、12はバツ
フア増幅器、13は抵抗器、14はコンデンサである。即
ち、本発明は、従来のＤタイプフリツプフロツプ６、AN
D回路７の代りに、アナログスイツチ回路11、バツフア
増幅器12、抵抗器13、コンデンサ14にて構成されたアナ
ログゲート回路10を具備することを特徴とする。
ブロツク構成図である。図において、参照番号10はアナ
ログゲート回路、11はアナログスイツチ回路、12はバツ
フア増幅器、13は抵抗器、14はコンデンサである。即
ち、本発明は、従来のＤタイプフリツプフロツプ６、AN
D回路７の代りに、アナログスイツチ回路11、バツフア
増幅器12、抵抗器13、コンデンサ14にて構成されたアナ
ログゲート回路10を具備することを特徴とする。
以下本発明の動作を説明する。デイジタル４逓倍回路２
の出力は、アナログスイツチ11に入り、ここで、判定回
路５の出力S1によつてオン／オフされる。今、入力信号
が第２図においてＡ信号の場合には、アナログスイツチ
回路11は“オン”となり、該回路11の出力はバツフア増
幅器12を介して直接出力となる。コンデンサ14の値を入
力信号のシンボルレートを考慮して十分大きく選べば、
アナログスイツチ回路11の負荷はほぼ抵抗器13のみとな
るので、アナログスイツチ回路11の出力信号は何ら帯域
制限されることなくバツフア増幅器12の出力信号とな
る。次に、入力信号がＢ信号の場合には、アナログスイ
ツチ回路11は“オフ”となり、抵抗器13の値とコンデン
サ14の値の積で与えられる時定数でコンデンサ14に積分
されていた信号がバツフア増幅器12の出力となる。バツ
フア増幅器12は、高入力インピーダンスを有するもので
あり、コンデンサ14に積分された信号の放電時定数を大
きく保つためのものである。
の出力は、アナログスイツチ11に入り、ここで、判定回
路５の出力S1によつてオン／オフされる。今、入力信号
が第２図においてＡ信号の場合には、アナログスイツチ
回路11は“オン”となり、該回路11の出力はバツフア増
幅器12を介して直接出力となる。コンデンサ14の値を入
力信号のシンボルレートを考慮して十分大きく選べば、
アナログスイツチ回路11の負荷はほぼ抵抗器13のみとな
るので、アナログスイツチ回路11の出力信号は何ら帯域
制限されることなくバツフア増幅器12の出力信号とな
る。次に、入力信号がＢ信号の場合には、アナログスイ
ツチ回路11は“オフ”となり、抵抗器13の値とコンデン
サ14の値の積で与えられる時定数でコンデンサ14に積分
されていた信号がバツフア増幅器12の出力となる。バツ
フア増幅器12は、高入力インピーダンスを有するもので
あり、コンデンサ14に積分された信号の放電時定数を大
きく保つためのものである。
以上の動作を整理すると、入力信号がＡ信号の場合に
は、信号S1即ち位置判別信号によつて、デイジタル逓倍
回路２の出力即ち位相誤差信号を直接アナログゲート回
路10の出力とし、入力信号がＢ信号の場合には４逓倍回
路２の出力信号のうちでＡ信号から得られる位相誤差信
号をある期間積分した信号を出力しその出力を低域濾波
器８を通して平滑化することによって電圧制御発振器９
の制御信号を得ていることになる。
は、信号S1即ち位置判別信号によつて、デイジタル逓倍
回路２の出力即ち位相誤差信号を直接アナログゲート回
路10の出力とし、入力信号がＢ信号の場合には４逓倍回
路２の出力信号のうちでＡ信号から得られる位相誤差信
号をある期間積分した信号を出力しその出力を低域濾波
器８を通して平滑化することによって電圧制御発振器９
の制御信号を得ていることになる。
“第４図は、第１図、第３図における各部の動作波形を
表わしており、第４図（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ
（ａ）はデイジタル４逓倍回路２の出力電圧、（ｂ）は
判定回路５の出力電圧、（ｃ）はＤタイプフリップフロ
ップ６の出力電圧、（ｄ）はアナログゲート回路１０の
出力電圧、（ｅ）は第１図における低域ろ波器８の出力
電圧、（ｆ）は第３図における低域ろ波器８の出力電圧
を示す。
表わしており、第４図（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ
（ａ）はデイジタル４逓倍回路２の出力電圧、（ｂ）は
判定回路５の出力電圧、（ｃ）はＤタイプフリップフロ
ップ６の出力電圧、（ｄ）はアナログゲート回路１０の
出力電圧、（ｅ）は第１図における低域ろ波器８の出力
電圧、（ｆ）は第３図における低域ろ波器８の出力電圧
を示す。
ここで、（ａ）〜（ｃ）は、１および０レベルで表わさ
れるデイジタル信号であり、（ｄ）〜（ｆ）は１から０
レベルまでの値を示すアナログ信号である。
れるデイジタル信号であり、（ｄ）〜（ｆ）は１から０
レベルまでの値を示すアナログ信号である。
動作を説明すると、（Ｃ）は第１図における従来例の誤
差信号であり、入力信号がＢ信号となった時、その直前
のタイムスロットのＡ信号の誤差信号を保持する。本図
の場合には、信号イ（０レベル）がその直前のタイムス
ロットのＡ信号であり、それが保持され信号ロ（０レベ
ル）となる。ここでＢ信号が何十ｂｉｔも連続した場
合、０のレベルがそのｂｉｔ数だけ連続することにな
り、前途したように、その連続がループ帯域に比して無
視できない場合（ｅ）で示されるように正常値である約
０．５より△Ｖだけ逸脱する。
差信号であり、入力信号がＢ信号となった時、その直前
のタイムスロットのＡ信号の誤差信号を保持する。本図
の場合には、信号イ（０レベル）がその直前のタイムス
ロットのＡ信号であり、それが保持され信号ロ（０レベ
ル）となる。ここでＢ信号が何十ｂｉｔも連続した場
合、０のレベルがそのｂｉｔ数だけ連続することにな
り、前途したように、その連続がループ帯域に比して無
視できない場合（ｅ）で示されるように正常値である約
０．５より△Ｖだけ逸脱する。
それに比して、本発明によるアナログゲート回路１０の
出力電圧は（ｄ）で示されているように、入力信号がＢ
信号の場合、信号イまでのある期間Ａ信号（ハに相当す
る部分も含む）を積分した信号ハを出力する。信号ハ
は、有効なＡ信号を積分したものであり、その時回路が
定常動作（定常位相誤差がない場合）しておれば約０．
５を示す。よってＢ信号が何十ｂｉｔも連続した場合で
も信号ハは約０．５を示しているので、その連続がルー
プ帯域に比して無視できない場合でも（ｆ）で示されて
いるように、約０．５に収束しており、正常動作する。
尚、ハの部分の信号は回路に定常位相誤差が発生してお
れば当然０．５よりずれて表われ、（即ち０〜１までの
値をとり得る。）位相誤差信号として有効に機能してい
る。” このように、本発明によれば、従来例の如く、入力信号
がＢ信号の場合、１タイムスロツト前の信号をデイジタ
ル的に保持するのではなく、１タイムスロツト前までに
至るある期間のＡ信号から得られる位相誤差信号の平均
値をアナログ的に保持するよう構成されているため、Ｂ
信号が連続した場合においても正常な制御信号が得られ
ている。よつて、本発明によれば、Ｂ信号が連続した場
合に従来例が有するキヤリアジツタの増加、ループが暴
走する危険等の欠点は著しく改善される。
出力電圧は（ｄ）で示されているように、入力信号がＢ
信号の場合、信号イまでのある期間Ａ信号（ハに相当す
る部分も含む）を積分した信号ハを出力する。信号ハ
は、有効なＡ信号を積分したものであり、その時回路が
定常動作（定常位相誤差がない場合）しておれば約０．
５を示す。よってＢ信号が何十ｂｉｔも連続した場合で
も信号ハは約０．５を示しているので、その連続がルー
プ帯域に比して無視できない場合でも（ｆ）で示されて
いるように、約０．５に収束しており、正常動作する。
尚、ハの部分の信号は回路に定常位相誤差が発生してお
れば当然０．５よりずれて表われ、（即ち０〜１までの
値をとり得る。）位相誤差信号として有効に機能してい
る。” このように、本発明によれば、従来例の如く、入力信号
がＢ信号の場合、１タイムスロツト前の信号をデイジタ
ル的に保持するのではなく、１タイムスロツト前までに
至るある期間のＡ信号から得られる位相誤差信号の平均
値をアナログ的に保持するよう構成されているため、Ｂ
信号が連続した場合においても正常な制御信号が得られ
ている。よつて、本発明によれば、Ｂ信号が連続した場
合に従来例が有するキヤリアジツタの増加、ループが暴
走する危険等の欠点は著しく改善される。
“本発明によればまた、アナログゲート回路１０の出力
にはＢ信号の場合でもＡ信号の積分値（平均値）即ち有
効な制御信号が出力されているので、高いループ利得を
得ることができる。” 第３図においては、位相誤差信号を得る逓倍回路２にデ
イジタル逓倍回路を用いたが、これに限定されるのでは
なく、むしろ、アナログの位相誤差信号を得ることがで
きるアナログ逓倍回路を用いた方がアナログゲート回路
10の利点が活かされ、本発明による効果も大きい。
にはＢ信号の場合でもＡ信号の積分値（平均値）即ち有
効な制御信号が出力されているので、高いループ利得を
得ることができる。” 第３図においては、位相誤差信号を得る逓倍回路２にデ
イジタル逓倍回路を用いたが、これに限定されるのでは
なく、むしろ、アナログの位相誤差信号を得ることがで
きるアナログ逓倍回路を用いた方がアナログゲート回路
10の利点が活かされ、本発明による効果も大きい。
以上、本発明を16QAM方式に適用した実施例について説
明したが、16QAM以外の多値多相方式にも本発明を同様
に適用できることは明らかである。
明したが、16QAM以外の多値多相方式にも本発明を同様
に適用できることは明らかである。
第１図は搬送波再生回路の従来例を示す図、第２図は16
QAM信号の信号配置図、第３図は本発明による搬送波再
生回路の一実施例を示すブロツク構成図である。 “第４図は従来例及び本発明の各部の動作波形を示
す。” １……直交位相検波器、２……デイジタル４逓倍回路、
３、４……A/D変換器、５……判定回路、６……Ｄタイ
プフリツプフロツプ、７……AND回路、８……低域濾波
器、９……電圧制御発振器、10……アナログゲート回
路、11……アナログスイツチ回路、12……バツフア増幅
器、13……抵抗器、14……コンデンサ
QAM信号の信号配置図、第３図は本発明による搬送波再
生回路の一実施例を示すブロツク構成図である。 “第４図は従来例及び本発明の各部の動作波形を示
す。” １……直交位相検波器、２……デイジタル４逓倍回路、
３、４……A/D変換器、５……判定回路、６……Ｄタイ
プフリツプフロツプ、７……AND回路、８……低域濾波
器、９……電圧制御発振器、10……アナログゲート回
路、11……アナログスイツチ回路、12……バツフア増幅
器、13……抵抗器、14……コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斉藤 洋一 神奈川県横須賀市武１丁目2356 日本電信 電話公社横須賀電気通信研究所内 (56)参考文献 特開 昭52−97661（ＪＰ，Ａ) 昭和50年度電子通信学会全国大会講演論 文集，論文番号1819
Claims (1)
- 【請求項１】制御信号によって発振周波数が変化する電
圧制御発振器と、入力信号を前記電圧制御発振器の出力
を用いて直交位相検波する直交位相検波器と、入力信号
の信号位置を判別する位置判別手段と、前記直交位相検
波器の出力を演算し位相誤差信号を得る手段と、前記位
置判別手段の出力に応じ、前記位相誤差信号を直接出力
するか、前記位相誤差信号を直接出力する期間に積分し
続け保持した信号を出力するかを選択し、その出力をル
ープフィルタを介することによって前記制御信号を得る
手段とを含むことを特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58183798A JPH0657023B2 (ja) | 1983-10-01 | 1983-10-01 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58183798A JPH0657023B2 (ja) | 1983-10-01 | 1983-10-01 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6075154A JPS6075154A (ja) | 1985-04-27 |
| JPH0657023B2 true JPH0657023B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=16142094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58183798A Expired - Lifetime JPH0657023B2 (ja) | 1983-10-01 | 1983-10-01 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0657023B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5297661A (en) * | 1976-02-13 | 1977-08-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Carrier wave reproduction equipment |
-
1983
- 1983-10-01 JP JP58183798A patent/JPH0657023B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 昭和５０年度電子通信学会全国大会講演論文集，論文番号１８１９ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6075154A (ja) | 1985-04-27 |
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