JPH0118616B2 - - Google Patents
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- JPH0118616B2 JPH0118616B2 JP58156316A JP15631683A JPH0118616B2 JP H0118616 B2 JPH0118616 B2 JP H0118616B2 JP 58156316 A JP58156316 A JP 58156316A JP 15631683 A JP15631683 A JP 15631683A JP H0118616 B2 JPH0118616 B2 JP H0118616B2
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- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- bit
- phase
- orthogonal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
（技術分野）
本発明は多値直交振幅変調方式においてＡ／Ｄ
変換器、デイジタル信号処理回路を用いた搬送波
再生回路の構成法に関するものである。 （背景技術） 多値直交振幅変調方式において同期検波用の搬
送波を再生する回路としてＡ／Ｄ変換器により多
値信号を識別し、その識別結果を用いてデイジタ
ル処理回路（例えばROM、論理回路等）により
搬送波位相の制御信号を得る搬送波再生回路が考
案されている。（例えば特願昭58−21604）この搬
送波再生回路は搬送波位相の同期引き込み特性を
改善するため同相軸および直交軸からの距離が等
しい信号点だけを制御情報としていたため、位相
同期時において、復調信号の符号間干渉の少ない
定常時には位相同期回路のループゲインの低下し
再生搬送波ジツタが増加するという欠点があつ
た。 （発明の目的） 本発明はこれらの欠点を解決するため、同期引
き込み時および同期時において復調信号の符号間
干渉量が大の場合、擬似引き込み現象の防止およ
びループゲインの低下を防ぐため、同相軸および
直交軸からの距離が等しい点だけを選択し、位相
制御情報とする。一方同期時において復調信号の
符号間干渉が小の場合（定常時）、すべての点を
制御情報とすることにより定常時におけるループ
ゲインの向上および再生搬送波のＣ／Ｎの向上が
可能なように、Ａ／Ｄ変換器出力の識別結果によ
り上位（ｎ＋１）ビツト目と上位（ｎ＋２）ビツ
ト目の排他的論理和の結果により自動的に制御情
報を切り替えることを可能にした搬送波再生回路
を提供することにある。 （発明の構成及び作用） 以下、本発明を図面に基づいて説明する。 本発明の構成を第１図に示す。同図において、
１は入力端子、２と２′は直交位相検波器、３と
３′は高調波除去用低域通過フイルタ、４と４′は
直流増幅器、５と５′は（ｎ＋２）ビツトのＡ／
Ｄ変換器、１６はループフイルタ（LPF）、１７
は電圧制御発振器（VCO）、１８はπ／２移相
器、２２はVCO制御回路である。動作原理につ
いて説明すると、入力端子１を介して22n値の直
交振幅変調波を入力し、直交位相検波器２，２′
を通して得られた同相および直交成分の22n値の
ベースバンド信号に対し高調波除去用低域通過フ
イルタ３，３′を通し所定のレベルになるように
直流増幅器４，４′を通し、そのゲインとオフセ
ツトを調整する。その信号を（ｎ＋２）ビツトの
Ａ／Ｄ変換器５，５′を通すことにより、上位ｎ
ビツトがそのまま識別結果となる。その上位ｎビ
ツト、上位（ｎ＋１）ビツト目及び上位（ｎ＋
２）ビツト目をVCO制御回路２２を通すことに
よりVCO制御信号を取り出す。その信号をルー
プフイルタ１６を通して平滑化し、VCO１７を
制御することにより搬送波を再生する。 具体的には、VCO制御回路は（ｎ＋２）ビツ
トのＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づいて、搬送波
位相誤差信号（信号１とする）と、搬送波再生ル
ープの状態を検出する信号（信号２とする）と、
同相軸および直交軸からの距離が等しい信号だけ
を選択する信号（信号３とする）とを検出し、信
号２と３の論理和をとりこの結果とタイミング信
号の論理積をとつた信号により信号１をサンプル
ホールドし、電圧制御発振器２２を制御する。 次に、16QAM信号（ｎ＝２）を例にとり、本
発明の実施例を第２図〜第４図に基づいて説明す
る。第２図は16QAM信号を用いた場合の構成図
である。同図において、６，７，９，１０は排他
的論理和（EX−OR）、８，１２は排他的反転論
理和（EX−NOR）、１１，１４は２入力AND、
１３は２入力OR、１５はＤ形フリツプフロツ
プ、１９はタイミング信号入力端子、２１は同相
軸および直交軸からの距離の等しい信号点のみを
選択する回路である。尚、その他の構成について
は、第１図と同様である。 同図において、直交位相検波器２，２′を通し
て得られた同相および直交成分の４値のベースバ
ンド信号に対し高調波除去用低域通過フイルタ
３，３′を通し第３図のレベルダイヤとなる様、
直流増幅器４，４′のゲインおよびオフセツトを
調整する。すなわち４ビツトのデイジタル信号に
変換する場合、最上位ビツトの識別レベル
（Path1の識別と呼ぶ）をＡ／Ｄ変換器入力電圧
を２等分するように設定する。上位２ビツト目の
識別（Path2の識別と呼ぶ）は入力電圧を４等分
する様にレベル設定することにより上位２ビツト
がそのまま４値信号の識別結果となる。上位３ビ
ツト目の識別（Path3の識別と呼ぶ）は入力電圧
を８等分する様に設定し、信号点の定常状態から
の偏移方向を検出し、上位４ビツト目の識別
（Path4の識別と呼ぶ）は入力電圧を15等分する
ように設定し信号点の定常状態からの偏移量を検
出する。次に、第４図に示すように同相分および
直交分のPath1の値（S11A，S12）により信号点
の象限を判定し、Path3の値（S31，S32）により
符号間干渉の方向を判定することにより搬送波位
相誤差θの方向を一意的に決定できる。例えば第
１象限ではS11＝S12＝１であり、S31＝１の場合
θ＝１となる。尚、Sijにおいてｉはパスの番号
を示し（本実施例の場合ｉ＝１〜４）、ｊは同相
分（ｊ＝１）又は直交分（ｊ＝２）を示す。θ＝
１となるすべての象限について、符号間干渉の方
向との関係を真理値表で示すと第１表のようにな
る。
変換器、デイジタル信号処理回路を用いた搬送波
再生回路の構成法に関するものである。 （背景技術） 多値直交振幅変調方式において同期検波用の搬
送波を再生する回路としてＡ／Ｄ変換器により多
値信号を識別し、その識別結果を用いてデイジタ
ル処理回路（例えばROM、論理回路等）により
搬送波位相の制御信号を得る搬送波再生回路が考
案されている。（例えば特願昭58−21604）この搬
送波再生回路は搬送波位相の同期引き込み特性を
改善するため同相軸および直交軸からの距離が等
しい信号点だけを制御情報としていたため、位相
同期時において、復調信号の符号間干渉の少ない
定常時には位相同期回路のループゲインの低下し
再生搬送波ジツタが増加するという欠点があつ
た。 （発明の目的） 本発明はこれらの欠点を解決するため、同期引
き込み時および同期時において復調信号の符号間
干渉量が大の場合、擬似引き込み現象の防止およ
びループゲインの低下を防ぐため、同相軸および
直交軸からの距離が等しい点だけを選択し、位相
制御情報とする。一方同期時において復調信号の
符号間干渉が小の場合（定常時）、すべての点を
制御情報とすることにより定常時におけるループ
ゲインの向上および再生搬送波のＣ／Ｎの向上が
可能なように、Ａ／Ｄ変換器出力の識別結果によ
り上位（ｎ＋１）ビツト目と上位（ｎ＋２）ビツ
ト目の排他的論理和の結果により自動的に制御情
報を切り替えることを可能にした搬送波再生回路
を提供することにある。 （発明の構成及び作用） 以下、本発明を図面に基づいて説明する。 本発明の構成を第１図に示す。同図において、
１は入力端子、２と２′は直交位相検波器、３と
３′は高調波除去用低域通過フイルタ、４と４′は
直流増幅器、５と５′は（ｎ＋２）ビツトのＡ／
Ｄ変換器、１６はループフイルタ（LPF）、１７
は電圧制御発振器（VCO）、１８はπ／２移相
器、２２はVCO制御回路である。動作原理につ
いて説明すると、入力端子１を介して22n値の直
交振幅変調波を入力し、直交位相検波器２，２′
を通して得られた同相および直交成分の22n値の
ベースバンド信号に対し高調波除去用低域通過フ
イルタ３，３′を通し所定のレベルになるように
直流増幅器４，４′を通し、そのゲインとオフセ
ツトを調整する。その信号を（ｎ＋２）ビツトの
Ａ／Ｄ変換器５，５′を通すことにより、上位ｎ
ビツトがそのまま識別結果となる。その上位ｎビ
ツト、上位（ｎ＋１）ビツト目及び上位（ｎ＋
２）ビツト目をVCO制御回路２２を通すことに
よりVCO制御信号を取り出す。その信号をルー
プフイルタ１６を通して平滑化し、VCO１７を
制御することにより搬送波を再生する。 具体的には、VCO制御回路は（ｎ＋２）ビツ
トのＡ／Ｄ変換器２２の出力に基づいて、搬送波
位相誤差信号（信号１とする）と、搬送波再生ル
ープの状態を検出する信号（信号２とする）と、
同相軸および直交軸からの距離が等しい信号だけ
を選択する信号（信号３とする）とを検出し、信
号２と３の論理和をとりこの結果とタイミング信
号の論理積をとつた信号により信号１をサンプル
ホールドし、電圧制御発振器２２を制御する。 次に、16QAM信号（ｎ＝２）を例にとり、本
発明の実施例を第２図〜第４図に基づいて説明す
る。第２図は16QAM信号を用いた場合の構成図
である。同図において、６，７，９，１０は排他
的論理和（EX−OR）、８，１２は排他的反転論
理和（EX−NOR）、１１，１４は２入力AND、
１３は２入力OR、１５はＤ形フリツプフロツ
プ、１９はタイミング信号入力端子、２１は同相
軸および直交軸からの距離の等しい信号点のみを
選択する回路である。尚、その他の構成について
は、第１図と同様である。 同図において、直交位相検波器２，２′を通し
て得られた同相および直交成分の４値のベースバ
ンド信号に対し高調波除去用低域通過フイルタ
３，３′を通し第３図のレベルダイヤとなる様、
直流増幅器４，４′のゲインおよびオフセツトを
調整する。すなわち４ビツトのデイジタル信号に
変換する場合、最上位ビツトの識別レベル
（Path1の識別と呼ぶ）をＡ／Ｄ変換器入力電圧
を２等分するように設定する。上位２ビツト目の
識別（Path2の識別と呼ぶ）は入力電圧を４等分
する様にレベル設定することにより上位２ビツト
がそのまま４値信号の識別結果となる。上位３ビ
ツト目の識別（Path3の識別と呼ぶ）は入力電圧
を８等分する様に設定し、信号点の定常状態から
の偏移方向を検出し、上位４ビツト目の識別
（Path4の識別と呼ぶ）は入力電圧を15等分する
ように設定し信号点の定常状態からの偏移量を検
出する。次に、第４図に示すように同相分および
直交分のPath1の値（S11A，S12）により信号点
の象限を判定し、Path3の値（S31，S32）により
符号間干渉の方向を判定することにより搬送波位
相誤差θの方向を一意的に決定できる。例えば第
１象限ではS11＝S12＝１であり、S31＝１の場合
θ＝１となる。尚、Sijにおいてｉはパスの番号
を示し（本実施例の場合ｉ＝１〜４）、ｊは同相
分（ｊ＝１）又は直交分（ｊ＝２）を示す。θ＝
１となるすべての象限について、符号間干渉の方
向との関係を真理値表で示すと第１表のようにな
る。
【表】
θは次式で与えられる。
θ＝S11・S12・S31＋S11・12・31
＋11・S12・S31＋11・12・31
＝S12・S31＋12・31
＝12 31
つまりθ＝12 31という関係を導くことがで
きる。従つて、直交分の第1Pathの値と同相分の
第3Pathの値の排他的反転論理和（EX−NOR）
をとることにより、搬送波位相誤差信号を得るこ
とができる。一方、同相軸および直交軸からの距
離が等しい信号点だけを選択する回路２１の一例
として、同相分および直交分についてそれぞれ
Path1とPath2の排他的論理和９，１０の結果に
ついて排他的反転論理和１２をとることにより実
現することができる。 また、同相分および直交分について、それぞれ
Path3とPath4の排他的論理和６，７の結果、第
３図に示すように“１”の場合には、符号間干渉
が小の場合であり、定常時であると判断する。逆
に排他的論理和の結果が“０”の場合、符号間干
渉が大であるか、または同期はずれの状態である
と判断することができる。従つて、符号間干渉が
小の場合、選択信号（12の出力）と論理和１３を
とることにより選択信号にかかわらず“１”とな
り、タイミング信号そのものがサンプルホールド
回路１５を駆動するため、すべての信号点を制御
情報にすることができ定常時での再生搬送波の
Ｃ／Ｎを向上することができる。 一方、符号間干渉が大、または同期はずれの場
合、論理和１３の出力は選択信号そのものとなり
タイミング信号と論理和１４をとることにより第
４図の識別誤りに対する余裕の多い信号点〜
だけを選択し、制御情報とすることにより搬送波
位相誤差増大に伴う識別誤りによるループゲイン
の低下および擬似引き込みを防止することができ
る。このうにして符号間干渉の大小により制御情
報を自動的に切替え、このようにして得られた制
御信号はループフイルタ１６を通り平滑化され、
VCO１７を駆動することにより搬送波を再生す
ることができる。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、同相分
および直交分のＡ／Ｄ変換器の識別結果である
Path3とPath4の排他的論理和をとることにより
搬送波再生ループの状態をモニタし、制御情報の
切替信号とすることにより定常時には再生搬送波
のＣ／Ｎ向上、ループゲインの向上を実現し、同
期引き込み時または符号間干渉が大の場合、識別
誤りによるループゲインの低下および擬似引き込
みを防止する搬送波再生回路が少数のデイジタル
論理回路を用いて構成できる利点がある。
きる。従つて、直交分の第1Pathの値と同相分の
第3Pathの値の排他的反転論理和（EX−NOR）
をとることにより、搬送波位相誤差信号を得るこ
とができる。一方、同相軸および直交軸からの距
離が等しい信号点だけを選択する回路２１の一例
として、同相分および直交分についてそれぞれ
Path1とPath2の排他的論理和９，１０の結果に
ついて排他的反転論理和１２をとることにより実
現することができる。 また、同相分および直交分について、それぞれ
Path3とPath4の排他的論理和６，７の結果、第
３図に示すように“１”の場合には、符号間干渉
が小の場合であり、定常時であると判断する。逆
に排他的論理和の結果が“０”の場合、符号間干
渉が大であるか、または同期はずれの状態である
と判断することができる。従つて、符号間干渉が
小の場合、選択信号（12の出力）と論理和１３を
とることにより選択信号にかかわらず“１”とな
り、タイミング信号そのものがサンプルホールド
回路１５を駆動するため、すべての信号点を制御
情報にすることができ定常時での再生搬送波の
Ｃ／Ｎを向上することができる。 一方、符号間干渉が大、または同期はずれの場
合、論理和１３の出力は選択信号そのものとなり
タイミング信号と論理和１４をとることにより第
４図の識別誤りに対する余裕の多い信号点〜
だけを選択し、制御情報とすることにより搬送波
位相誤差増大に伴う識別誤りによるループゲイン
の低下および擬似引き込みを防止することができ
る。このうにして符号間干渉の大小により制御情
報を自動的に切替え、このようにして得られた制
御信号はループフイルタ１６を通り平滑化され、
VCO１７を駆動することにより搬送波を再生す
ることができる。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、同相分
および直交分のＡ／Ｄ変換器の識別結果である
Path3とPath4の排他的論理和をとることにより
搬送波再生ループの状態をモニタし、制御情報の
切替信号とすることにより定常時には再生搬送波
のＣ／Ｎ向上、ループゲインの向上を実現し、同
期引き込み時または符号間干渉が大の場合、識別
誤りによるループゲインの低下および擬似引き込
みを防止する搬送波再生回路が少数のデイジタル
論理回路を用いて構成できる利点がある。
第１図は本発明の構成を示すブロツク図、第２
図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第３図
はＡ／Ｄ変換器入力多値信号のレベルダイヤ、及
び第４図は符号間干渉量と搬送波位相誤差の関係
を示す図である。 １……入力端子、２，２′……位相検波器、３，
３′……低域通過フイルタ、４，４′……直流増幅
器、５，５′……Ａ／Ｄ変換器、６，７，９，１
０……排他的論理和、１１，１４……２入力
AND、８，１２……排他的反転論理和、１３…
…２入力OR、１５……Ｄ形フリツプフロツプ、
１６……ループフイルタ、１７……電圧制御発振
器（VCO）、１８……π／２移相器、１９……タ
イミング信号入力端子、２０，２０′……Ａ／Ｄ
変換タイミング入力端子、２１……同相軸および
直交軸からの距離の等しい信号点のみを選択する
回路、２２……VCO制御回路。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第３図
はＡ／Ｄ変換器入力多値信号のレベルダイヤ、及
び第４図は符号間干渉量と搬送波位相誤差の関係
を示す図である。 １……入力端子、２，２′……位相検波器、３，
３′……低域通過フイルタ、４，４′……直流増幅
器、５，５′……Ａ／Ｄ変換器、６，７，９，１
０……排他的論理和、１１，１４……２入力
AND、８，１２……排他的反転論理和、１３…
…２入力OR、１５……Ｄ形フリツプフロツプ、
１６……ループフイルタ、１７……電圧制御発振
器（VCO）、１８……π／２移相器、１９……タ
イミング信号入力端子、２０，２０′……Ａ／Ｄ
変換タイミング入力端子、２１……同相軸および
直交軸からの距離の等しい信号点のみを選択する
回路、２２……VCO制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多値（22n値）直交振幅変調波を入力信号と
する直交位相検波器と、高調波除去用低域通過フ
イルタと、電圧制御発振器と、ループフイルタ
と、位相検波器出力の2n値の多値復調信号を所定
のレベルに設定する直流増幅器と、該多値復調信
号を（ｎ＋２）ビツトのデイジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換された上位ｎビツ
ト、上位（ｎ＋１）ビツト目及び上位（ｎ＋２）
ビツト目を論理演算処理することにより前記電圧
制御発振器を制御するための制御信号を出力する
VCO制御回路とを具備したことを特徴とする搬
送波発生回路。 ２ 前記VCO制御回路は、同相分および直交分
の（ｎ＋２）ビツトのＡ／Ｄ変換器の出力に対
し、同相分の最上位ビツトと直交分の上位（ｎ＋
１）ビツト目の排他的反転論理和あるいは直交分
の最上位ビツトと同相分の上位（ｎ＋１）ビツト
目の排他的反転論理和をとる第１の回路と、同相
分および直交分について上位（ｎ＋１）ビツト目
と上位（ｎ＋２）ビツト目の排他的論理和をとり
それぞれの結果の論理積をとる第２の回路と、同
相軸および直交軸からの距離が等しい信号点のみ
を選択する第３の回路と、前記第２の回路および
第３の回路の出力の論理和をとりその結果とタイ
ミング信号の論理積をとつた信号により前記第１
の回路の出力をサンプルホールドする回路とから
構成されることを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58156316A JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58156316A JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6048648A JPS6048648A (ja) | 1985-03-16 |
| JPH0118616B2 true JPH0118616B2 (ja) | 1989-04-06 |
Family
ID=15625132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58156316A Granted JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6048648A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281746A (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 搬送波再生回路 |
| JPS63252014A (ja) * | 1987-04-08 | 1988-10-19 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 位相同期方式 |
| JP2553103B2 (ja) * | 1987-09-19 | 1996-11-13 | 富士通株式会社 | 搬送波再生回路 |
-
1983
- 1983-08-29 JP JP58156316A patent/JPS6048648A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6048648A (ja) | 1985-03-16 |
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