JPH0660917B2 - スペクトラムアナライザ - Google Patents
スペクトラムアナライザInfo
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- JPH0660917B2 JPH0660917B2 JP19216087A JP19216087A JPH0660917B2 JP H0660917 B2 JPH0660917 B2 JP H0660917B2 JP 19216087 A JP19216087 A JP 19216087A JP 19216087 A JP19216087 A JP 19216087A JP H0660917 B2 JPH0660917 B2 JP H0660917B2
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- signal
- output
- frequency
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スーパーヘテロダイン方式のスペクトラムア
ナライザの改善に関するものである。
ナライザの改善に関するものである。
［従来の技術］ 第６図に従来スペクトラムアナライザの回路図を示す。
同図では掃引発振器７からランプ波形を出力し、これを
電圧制御発振器（以下ＶＣＯという）５に加える。ＶＣ
Ｏ５はランプ波形が印加されるので、この印加電圧に応
じて変化する周波数Ｖを出力し、これをミキサ３に加
える。
同図では掃引発振器７からランプ波形を出力し、これを
電圧制御発振器（以下ＶＣＯという）５に加える。ＶＣ
Ｏ５はランプ波形が印加されるので、この印加電圧に応
じて変化する周波数Ｖを出力し、これをミキサ３に加
える。
一方、入力信号Ｓｉ（通常、Ｓｉは多数の周波数成分を
含む）は、ローパスフィルタ１に加えられる。ローパス
フィルタ１は、スペクトラムアナライザが測定しようと
している範囲の周波数を通過させ、それ以外の周波数成
分をカットするためのものである。このローパスフィル
タ１の出力信号の周波数をＬとする。
含む）は、ローパスフィルタ１に加えられる。ローパス
フィルタ１は、スペクトラムアナライザが測定しようと
している範囲の周波数を通過させ、それ以外の周波数成
分をカットするためのものである。このローパスフィル
タ１の出力信号の周波数をＬとする。
ミキサ３では、(1)式の演算によるミキシングを行い、
その出力信号（周波数Ｍ）をバンドパスフィルタ（以
下ＢＰＦという）４に加える。ＢＰＦ４はある周波数
１を中心としたこの周辺の周波数のみ通過させる。なお
通常、この１は(1)式で表わされる周波数のうち低い
方の周波数（Ｖ−Ｌ）の中に含まれる周波数値であ
る。Ｍ ＝Ｖ±Ｌ (1) 増幅器８はこのＢＰＦ４からの信号を増幅する。
その出力信号（周波数Ｍ）をバンドパスフィルタ（以
下ＢＰＦという）４に加える。ＢＰＦ４はある周波数
１を中心としたこの周辺の周波数のみ通過させる。なお
通常、この１は(1)式で表わされる周波数のうち低い
方の周波数（Ｖ−Ｌ）の中に含まれる周波数値であ
る。Ｍ ＝Ｖ±Ｌ (1) 増幅器８はこのＢＰＦ４からの信号を増幅する。
さらに、周波数の選択度を上げ、ゲインを稼ぐために、
ミキサ11と発振器13とＢＰＦ15と増幅器16とによりいわ
ゆるダブルスーパーヘテロダイン方式として構成されて
いる。
ミキサ11と発振器13とＢＰＦ15と増幅器16とによりいわ
ゆるダブルスーパーヘテロダイン方式として構成されて
いる。
このように構成されるスペクトラムアナライザの周波数
分解能は、ＢＰＦ15のフィルタ帯域幅で決定される。そ
こで、ＢＰＦ15は、スペクトラムアナライザの周波数分
解能の設定が自由に行えるように通過帯域幅を変えるこ
とができるような構成になっている。
分解能は、ＢＰＦ15のフィルタ帯域幅で決定される。そ
こで、ＢＰＦ15は、スペクトラムアナライザの周波数分
解能の設定が自由に行えるように通過帯域幅を変えるこ
とができるような構成になっている。
増幅器16の出力は、検波器17でその振幅が検出され、ビ
デオフィルタ19にてノイズ成分が除かれてＣＲＴ20の垂
直軸に加えられる。ＣＲＴ20の水平軸には、掃引発振器
７の信号が加えられ、第６図に示すような波形データが
表示される。
デオフィルタ19にてノイズ成分が除かれてＣＲＴ20の垂
直軸に加えられる。ＣＲＴ20の水平軸には、掃引発振器
７の信号が加えられ、第６図に示すような波形データが
表示される。
［発明が解決しようとする問題点］ 上述のように、第６図のスペクトラムアナライザの周波
数分解能を設定するには、ＢＰＦ15の帯域幅を変えるこ
とにより行う。
数分解能を設定するには、ＢＰＦ15の帯域幅を変えるこ
とにより行う。
しかし、分解能の設定可能範囲を大きくしようとする
と、ＢＰＦ15の構成が大掛かりなものになってしまう問
題がある。また、ＢＰＦ15にＬＣ又は水晶振動子を用い
ると、帯域幅や中心周波数に温度ドリフトが発生し精度
の高い測定ができないという問題がある。また、このよ
うな変化を一定期間ごとに校正したり、補正演算するの
は実用的ではない。
と、ＢＰＦ15の構成が大掛かりなものになってしまう問
題がある。また、ＢＰＦ15にＬＣ又は水晶振動子を用い
ると、帯域幅や中心周波数に温度ドリフトが発生し精度
の高い測定ができないという問題がある。また、このよ
うな変化を一定期間ごとに校正したり、補正演算するの
は実用的ではない。
本発明の目的は、周波数分解能を決定するＢＰＦ15をデ
ジタル化することにより、フィルタ特性の安定性を増
し、調整箇所を減らし、検出を高速に行うことができる
スペクトラムアナライザを提供することである。
ジタル化することにより、フィルタ特性の安定性を増
し、調整箇所を減らし、検出を高速に行うことができる
スペクトラムアナライザを提供することである。
［問題点を解決するための手段］ 本発明は、上記問題点を解決するために、 ミキサと、このミキサ出力を導入するバンドパスフィル
タとの回路が接続されたスーパーヘテロダイン方式のス
ペクトラムアナライザにおいて、所定の帯域幅を有する
最終段のバンドパスフィルタの中心周波数と等しい周波
数で、かつ位相が互いに９０゜異なる２つの信号を出力
する発振手段と、 これら２つの信号と前記最終段のバンドパスフィルタを
通過した信号とをミキシングする２つのミキサと、 これらミキサの出力端子に接続され、前記最終段のバン
ドパスフィルタの中心周波数の２倍以上の周波数信号を
除去することにより各ミキサ出力の帯域を制限する２つ
のローパスフィルタと、 これらローパスフィルタの出力端子に接続され、各ロー
パスフィルタの出力をデジタル信号に変換する２つのＡ
／Ｄ変換器と、 これらＡ／Ｄ変換器の出力端子に接続され、外部から与
えられる制御信号によりそのフィルタ特性が制御できる
２つのデジタルフィルタ手段と、 これらデジタルフィルタ手段の出力の２乗和を演算する
演算手段と、 この演算手段の演算出力のピーク値をホールドするピー
クホールド手段、 を備えたことを特徴とする。
タとの回路が接続されたスーパーヘテロダイン方式のス
ペクトラムアナライザにおいて、所定の帯域幅を有する
最終段のバンドパスフィルタの中心周波数と等しい周波
数で、かつ位相が互いに９０゜異なる２つの信号を出力
する発振手段と、 これら２つの信号と前記最終段のバンドパスフィルタを
通過した信号とをミキシングする２つのミキサと、 これらミキサの出力端子に接続され、前記最終段のバン
ドパスフィルタの中心周波数の２倍以上の周波数信号を
除去することにより各ミキサ出力の帯域を制限する２つ
のローパスフィルタと、 これらローパスフィルタの出力端子に接続され、各ロー
パスフィルタの出力をデジタル信号に変換する２つのＡ
／Ｄ変換器と、 これらＡ／Ｄ変換器の出力端子に接続され、外部から与
えられる制御信号によりそのフィルタ特性が制御できる
２つのデジタルフィルタ手段と、 これらデジタルフィルタ手段の出力の２乗和を演算する
演算手段と、 この演算手段の演算出力のピーク値をホールドするピー
クホールド手段、 を備えたことを特徴とする。
［実施例］ 以下、図面を用いて本発明を詳しく説明する。
第１図は本発明に係るスペクトラムアナライザの実施例
を示すブロック図であり、第６図と同一部分には同一符
号を付けている。第１図の構成が第６図の構成と異なる
点は、ミキサ11以降である。
を示すブロック図であり、第６図と同一部分には同一符
号を付けている。第１図の構成が第６図の構成と異なる
点は、ミキサ11以降である。
その異なる構成を説明すると、ミキサ11には、基準周波
数発生器34と発振器36とにより周波数値が固定された信
号が加えられる。この発振器36としては例えばＰＬＬ等
の公知の回路を用いることができる。ミキサ11の出力は
ＢＰＦ30に加えられる。このＢＰＦ30は、従来の帯域幅
が可変なＢＰＦ15（第６図）と異なり帯域幅が固定され
たフィルタである。従って、従来のＢＰＦ15と比べて非
常に簡単な構成である。ＢＰＦ30の出力は増幅器32へ加
えられる。38は発振器であり、基準周波数発生器34から
周波数が安定した信号s1を導入し、位相が互いに９０゜
異なる信号s2，s3をミキサ40，41へ出力する。なお、こ
の信号s2，s3の周波数はＢＰＦ30の中心周波数と同じに
設定されている。このように互いに９０゜位相が異な
り、しかも周波数がＢＰＦ30の中心周波数と同じである
２つの信号を出力する手段は、公知の回路技術を用いて
容易に構成することができるので、ここではその具体的
構成例の説明を省略する。
数発生器34と発振器36とにより周波数値が固定された信
号が加えられる。この発振器36としては例えばＰＬＬ等
の公知の回路を用いることができる。ミキサ11の出力は
ＢＰＦ30に加えられる。このＢＰＦ30は、従来の帯域幅
が可変なＢＰＦ15（第６図）と異なり帯域幅が固定され
たフィルタである。従って、従来のＢＰＦ15と比べて非
常に簡単な構成である。ＢＰＦ30の出力は増幅器32へ加
えられる。38は発振器であり、基準周波数発生器34から
周波数が安定した信号s1を導入し、位相が互いに９０゜
異なる信号s2，s3をミキサ40，41へ出力する。なお、こ
の信号s2，s3の周波数はＢＰＦ30の中心周波数と同じに
設定されている。このように互いに９０゜位相が異な
り、しかも周波数がＢＰＦ30の中心周波数と同じである
２つの信号を出力する手段は、公知の回路技術を用いて
容易に構成することができるので、ここではその具体的
構成例の説明を省略する。
ミキサ40，41は(1)式と同様な演算をし、その出力を次
段のローパスフィルタ43，44へ加える。ローパスフィル
タ43，44の出力は、ＡＤ変換器46，47にてデジタル信号
へ変換される。このＡＤ変換器46，47の出力はデジタル
フィルタ50，51へ導入される。デジタルフィルタ50，51
は外部から与えられる制御信号（図示せず）により容易
にそのフィルタ特性を制御でき、かつそのフィルタ特性
は本質的に安定である。デジタルフィルタ50，51は、公
知の回路を用いることができ、本発明では、このデジタ
ルフィルタの個々の構成に特徴があるわけではないの
で、その具体的構成の説明は省略する。デジタルフィル
タ50，51の出力は、演算器53に導入され、そこで２乗和
の演算が施される。演算器53の出力はピークホールド回
路54に加えられてピーク値がホールドされる。このピー
クホールド回路54の出力信号はビデオフィルタ55に加え
られれてノイズ成分が除かれ、ＤＡ変換器56にてアナロ
グ信号に変換されてＣＲＴ20の垂直軸に加えられる。な
お、ピークホールド回路54には、基準周波数発生器34の
出力信号s1も加えられている。また、ビデオフィルタ55
は公知のデジタルフィルタ技術を用いたものであり、ア
ナログ的に構成された第６図のビデオフィルタ19とは異
なるものである。
段のローパスフィルタ43，44へ加える。ローパスフィル
タ43，44の出力は、ＡＤ変換器46，47にてデジタル信号
へ変換される。このＡＤ変換器46，47の出力はデジタル
フィルタ50，51へ導入される。デジタルフィルタ50，51
は外部から与えられる制御信号（図示せず）により容易
にそのフィルタ特性を制御でき、かつそのフィルタ特性
は本質的に安定である。デジタルフィルタ50，51は、公
知の回路を用いることができ、本発明では、このデジタ
ルフィルタの個々の構成に特徴があるわけではないの
で、その具体的構成の説明は省略する。デジタルフィル
タ50，51の出力は、演算器53に導入され、そこで２乗和
の演算が施される。演算器53の出力はピークホールド回
路54に加えられてピーク値がホールドされる。このピー
クホールド回路54の出力信号はビデオフィルタ55に加え
られれてノイズ成分が除かれ、ＤＡ変換器56にてアナロ
グ信号に変換されてＣＲＴ20の垂直軸に加えられる。な
お、ピークホールド回路54には、基準周波数発生器34の
出力信号s1も加えられている。また、ビデオフィルタ55
は公知のデジタルフィルタ技術を用いたものであり、ア
ナログ的に構成された第６図のビデオフィルタ19とは異
なるものである。
このように構成された本発明の概要は、以下の点にあ
る。
る。
構成が大掛かりかつで特性が不安定である従来のＢＰ
Ｆ15に代えて、特性が安定で、かつ周波数分解能を自由
に制御できるデジタルフィルタ50，51を使用したこと。
Ｆ15に代えて、特性が安定で、かつ周波数分解能を自由
に制御できるデジタルフィルタ50，51を使用したこと。
しかし、ＢＰＦ15を単にデジタルフィルタ50，51へ置
き換えたのでは、高い周波数信号に対応できるデジタル
フィルタは演算スピードを要求されるため高価であり、
デジタルフィルタを使用した利点が減少する。そこで、
最終段のＢＰＦ30の中心周波数と等しい周波数でかつ位
相が互いに９０゜異なる信号とＢＰＦ30を通過してきた
信号をミキシングすることにより直流の２つの信号を作
り、これをデジタルフィルタによるローパスフィルタを
通し、その２つの信号の２乗和をとることにより入力信
号の振幅を得るようにしたこと。
き換えたのでは、高い周波数信号に対応できるデジタル
フィルタは演算スピードを要求されるため高価であり、
デジタルフィルタを使用した利点が減少する。そこで、
最終段のＢＰＦ30の中心周波数と等しい周波数でかつ位
相が互いに９０゜異なる信号とＢＰＦ30を通過してきた
信号をミキシングすることにより直流の２つの信号を作
り、これをデジタルフィルタによるローパスフィルタを
通し、その２つの信号の２乗和をとることにより入力信
号の振幅を得るようにしたこと。
インパルス性の信号に関してもそのピークが検出でき
るようにピークホールド回路54を設けたこと。すなわ
ち、ある区間の実効値表示ではなく、最大値表示を可能
にしたこと。
るようにピークホールド回路54を設けたこと。すなわ
ち、ある区間の実効値表示ではなく、最大値表示を可能
にしたこと。
第１図において、ＢＰＦ30の帯域幅の中心周波数の信号
であって増幅器32を介してミキサ40，41に加えられる信
号s4は(2)式で表わされる。
であって増幅器32を介してミキサ40，41に加えられる信
号s4は(2)式で表わされる。
s4＝Ｗ１sinωｔ (2) 一方、発振器38からミキサ40，41に加えられる位相が互
いに９０゜異なり、前記信号s4の周波数と等しい信号s
2，s3は(3)、(4)式で表わされる。
いに９０゜異なり、前記信号s4の周波数と等しい信号s
2，s3は(3)、(4)式で表わされる。
s2＝Ｗ２sin（ωｔ−θ） (3) s3＝Ｗ２sin（ωｔ−θ−π／２） (4) θは、信号s4と信号s2，s3の位相差である。ここで、説
明を分り易くするため、信号s2，s3の振幅は、Ｗ２＝１
とする。
明を分り易くするため、信号s2，s3の振幅は、Ｗ２＝１
とする。
ミキサ40の出力信号s5は、ローパスフィルタ43で２倍の
周波数信号が除去されるから、ローパスフィルタ43の出
力信号s7は(5)式で表わされる。
周波数信号が除去されるから、ローパスフィルタ43の出
力信号s7は(5)式で表わされる。
s7＝Ｗ１sin｛ωｔ−（ωｔ−θ）｝ ＝Ｗ１sinθ (5) 同様に、ローパスフィルタ44の出力信号s8は(6)式で表
わされる。
わされる。
s8＝Ｗ１cosθ (6) この信号s7とs8はＡＤ変換器46，47とデジタルフィルタ
50，51を通り、演算器53で、２乗和の演算を施されるの
で(7)式で示す信号s9が演算器53から取り出される。
50，51を通り、演算器53で、２乗和の演算を施されるの
で(7)式で示す信号s9が演算器53から取り出される。
s9＝（Ｗ１sinθ）２＋（Ｗ１cosθ）２ Ｗ１ ２ (7) すなわち、演算器53から入力信号Ｓｉの電力に比例した
信号s9が取り出される。この信号s9はピークホールド回
路54に加えられてそのピーク値がホールドされる。この
ピークホールド回路54の出力信号はビデオフィルタ55に
加えられてノイズが除去され、さらにＤＡ変換器56でア
ナログ信号に変換されてスペクトラム波形の電力信号と
なる。
信号s9が取り出される。この信号s9はピークホールド回
路54に加えられてそのピーク値がホールドされる。この
ピークホールド回路54の出力信号はビデオフィルタ55に
加えられてノイズが除去され、さらにＤＡ変換器56でア
ナログ信号に変換されてスペクトラム波形の電力信号と
なる。
なお、ローパスフィルタ43，44は、ミキサ40，41におけ
る２倍周波を除去するように動作し、アンチエリアシン
グフィルタとしても動作し、さらに最も広い周波数分解
能帯域幅を決定することになる。
る２倍周波を除去するように動作し、アンチエリアシン
グフィルタとしても動作し、さらに最も広い周波数分解
能帯域幅を決定することになる。
デジタルフィルタ50，51は、スペクトラムアナライザの
周波数分解能を決定するものである。この設定が最も広
い場合はローパスフィルタ43，44の周波数分解能帯域幅
と一致してデジタルフィルタ50，51はスルーとなり、こ
れ以外の場合はデジタルフィルタ50，51で周波数分解能
が決定される。デジタルフィルタはクロックが正確な限
り、周波数特性の劣化（経年変化、温度特性）はない。
なお、第２図に示すようにデジタルフィルタ50，51のカ
ットオフ周波数Ｃの２倍分の周波数２Ｃがスペクト
ラムアナライザの周波数分解能帯域幅となる。
周波数分解能を決定するものである。この設定が最も広
い場合はローパスフィルタ43，44の周波数分解能帯域幅
と一致してデジタルフィルタ50，51はスルーとなり、こ
れ以外の場合はデジタルフィルタ50，51で周波数分解能
が決定される。デジタルフィルタはクロックが正確な限
り、周波数特性の劣化（経年変化、温度特性）はない。
なお、第２図に示すようにデジタルフィルタ50，51のカ
ットオフ周波数Ｃの２倍分の周波数２Ｃがスペクト
ラムアナライザの周波数分解能帯域幅となる。
第３図は、ピークホールド回路54の具体例を示すブロッ
ク図である。第３図において、57は演算器53の出力信号
s9をラッチするラッチ回路であり、初期状態では基準周
波数発生器34の出力信号s1を分周する分周器58から加え
られるクリア信号によりクリアされて内容はゼロになっ
ている。このラッチ回路54の出力信号は大小比較回路59
一方の入力端子に加えられるとともに、次段のビデオフ
ィルタ55に出力される。大小比較回路59の他方の入力端
子には演算器53の出力信号s9が加えられていて、ラッチ
回路57の出力信号よりも演算器53の出力信号s9が大きい
場合にはラッチ信号をラッチ回路57に出力する。これに
より、ラッチ回路57には常に演算器53の出力信号s9のピ
ーク値がラッチされることになる。このラッチ回路54の
内容は分周器58から加えられるクリア信号によりクリア
されるまでホールドされることになり、クリア信号の周
期がピークホールドの時定数になる。
ク図である。第３図において、57は演算器53の出力信号
s9をラッチするラッチ回路であり、初期状態では基準周
波数発生器34の出力信号s1を分周する分周器58から加え
られるクリア信号によりクリアされて内容はゼロになっ
ている。このラッチ回路54の出力信号は大小比較回路59
一方の入力端子に加えられるとともに、次段のビデオフ
ィルタ55に出力される。大小比較回路59の他方の入力端
子には演算器53の出力信号s9が加えられていて、ラッチ
回路57の出力信号よりも演算器53の出力信号s9が大きい
場合にはラッチ信号をラッチ回路57に出力する。これに
より、ラッチ回路57には常に演算器53の出力信号s9のピ
ーク値がラッチされることになる。このラッチ回路54の
内容は分周器58から加えられるクリア信号によりクリア
されるまでホールドされることになり、クリア信号の周
期がピークホールドの時定数になる。
なお、第１図では２個のデジタルフィルタ50，51と演算
器53とビデオフィルタ55を別々の構成で示したが、これ
らはいずれもデジタル演算を行うモジュールであり、ス
ピードの許す限り一部又は全部を共用することができ
る。すなわち、このような機能を行うことができるデジ
タル手段を備えていれば独立した構成をとっていなくて
も良い。
器53とビデオフィルタ55を別々の構成で示したが、これ
らはいずれもデジタル演算を行うモジュールであり、ス
ピードの許す限り一部又は全部を共用することができ
る。すなわち、このような機能を行うことができるデジ
タル手段を備えていれば独立した構成をとっていなくて
も良い。
また、アプリケーションによっては（例えば低いスピー
ドの場合）、ＡＤ変換器46，47より後の構成をプロセッ
サ（図示せず）に取り込み、ソフトウェアで処理するこ
ともできる。
ドの場合）、ＡＤ変換器46，47より後の構成をプロセッ
サ（図示せず）に取り込み、ソフトウェアで処理するこ
ともできる。
また、本発明を利用することにより発振器38の発振信号
とＢＰＦ30の出力信号の位相差θ［(5)，(6)式参照］を
知ることができる。この回路例を第４図に示す。第４図
において、デジタルフィルタ50，51に至るまでの回路は
第１図と同じである。デジタルフィルタ50の出力信号を
Ｉ，デジタルフィルタ51の出力信号をＱとした場合、第
３図のようにtan-1（Ｉ／Ｑ）の演算機能を持つ演算器6
1を設ければ、その出力として、上述のθを求めること
ができる。
とＢＰＦ30の出力信号の位相差θ［(5)，(6)式参照］を
知ることができる。この回路例を第４図に示す。第４図
において、デジタルフィルタ50，51に至るまでの回路は
第１図と同じである。デジタルフィルタ50の出力信号を
Ｉ，デジタルフィルタ51の出力信号をＱとした場合、第
３図のようにtan-1（Ｉ／Ｑ）の演算機能を持つ演算器6
1を設ければ、その出力として、上述のθを求めること
ができる。
さらに、この第４図と第１図とを組合せると、導入した
２つの信号ＳｉとＳｉ′の位相差を測定することができ
る。この構成例を第５図に示す。
２つの信号ＳｉとＳｉ′の位相差を測定することができ
る。この構成例を第５図に示す。
第５図において、66，67は信号処理回路であり、このブ
ロック回路は第４図の回路で構成する。但し、この２つ
の回路66，67はＶＣＯ５と発振器36，38を共用するよう
に構成されている。信号処理回路66の出力から入力信号
Ｓｉと発振器38の出力信号s2との位相差θ１が得られ
る。同様に信号処理回路67の出力から入力信号Ｓｉ′と
発振器38の出力信号s2との位相差θ２が得られる。そし
て、減算器70でこのθ１とθ２の差を演算することによ
り、入力信号ＳｉとＳｉ′の位相差θ３が得られる。
ロック回路は第４図の回路で構成する。但し、この２つ
の回路66，67はＶＣＯ５と発振器36，38を共用するよう
に構成されている。信号処理回路66の出力から入力信号
Ｓｉと発振器38の出力信号s2との位相差θ１が得られ
る。同様に信号処理回路67の出力から入力信号Ｓｉ′と
発振器38の出力信号s2との位相差θ２が得られる。そし
て、減算器70でこのθ１とθ２の差を演算することによ
り、入力信号ＳｉとＳｉ′の位相差θ３が得られる。
このように構成することにより、分解能帯域幅フィルタ
としてデジタルフィルタを用いているので、安定（温度
変化、経年変化が小さい）かつ調整箇所が減少し、さら
にアナログ回路では実現困難な狭帯域フィルタを容易に
実現することができる。
としてデジタルフィルタを用いているので、安定（温度
変化、経年変化が小さい）かつ調整箇所が減少し、さら
にアナログ回路では実現困難な狭帯域フィルタを容易に
実現することができる。
また、ミキシング後中心を直流にしているので、ＡＤ変
換器の変換スピードやデジタルフィルタの演算スピード
に関する要求は緩くなり、ＡＤ変換器やデジタルフィル
タとして安価なものを使用できる。
換器の変換スピードやデジタルフィルタの演算スピード
に関する要求は緩くなり、ＡＤ変換器やデジタルフィル
タとして安価なものを使用できる。
また、入力信号の振幅の算出を２乗和で得ているので演
算時間のみで入力信号の電力を得ることができ、高速動
作が得られ、掃引スピードが改善される。
算時間のみで入力信号の電力を得ることができ、高速動
作が得られ、掃引スピードが改善される。
また、ミキサとデジタルフィルタを２系統用いているの
で、その間のノイズやデジタル演算による誤差等は打ち
消し合い、これに起因するＳ／Ｎは に減少する。すなわち、２系統間のノイズが無相関でパ
ワーが等しいとすると、１系統だけで信号処理を行う場
合に比べて 改善される。
で、その間のノイズやデジタル演算による誤差等は打ち
消し合い、これに起因するＳ／Ｎは に減少する。すなわち、２系統間のノイズが無相関でパ
ワーが等しいとすると、１系統だけで信号処理を行う場
合に比べて 改善される。
１系統のときのＳ／Ｎ比をＳ／Ｎとすると、２系統のと
きのＳ／Ｎ比は になることから になる。
きのＳ／Ｎ比は になることから になる。
さらに、演算器の出力信号をピークホールド回路に加え
てピークホールドしているので、ピーク値検波と同等の
検波特性が得られる。これにより、ある区間の実効値表
示ではなく、最大値表示が行える。
てピークホールドしているので、ピーク値検波と同等の
検波特性が得られる。これにより、ある区間の実効値表
示ではなく、最大値表示が行える。
また、ピークホールド回路を設けていることから、ＣＲ
Ｔなどの表示器の表示分解能（１点あたりの周波数幅）
が分解能帯域幅よりも広い場合であっても、常にスペク
トラムを表示することができる。すなわち、分解能帯域
幅に対して表示分解能が広い場合には、観測点は多数あ
るいが表示点数は少ないので１つの表示点に代表を選ば
なくてはならない。このとき、該当する区間の最終値を
選ぶようにするとピークを取り逃がしてしまうが、本発
明のように構成することで最大値を選ぶことが可能にな
る。
Ｔなどの表示器の表示分解能（１点あたりの周波数幅）
が分解能帯域幅よりも広い場合であっても、常にスペク
トラムを表示することができる。すなわち、分解能帯域
幅に対して表示分解能が広い場合には、観測点は多数あ
るいが表示点数は少ないので１つの表示点に代表を選ば
なくてはならない。このとき、該当する区間の最終値を
選ぶようにするとピークを取り逃がしてしまうが、本発
明のように構成することで最大値を選ぶことが可能にな
る。
［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、周波数分解能を決
定するバンドパスフィルタの安定性が優れ、調整箇所が
少なく、ピーク値検出を高速に行うことができるスペク
トラムアナライザが実現できる。
定するバンドパスフィルタの安定性が優れ、調整箇所が
少なく、ピーク値検出を高速に行うことができるスペク
トラムアナライザが実現できる。
第１図は本発明に係るスペクトラムアナライザの構成例
を示した図、第２図はデジタルフィルタのカットオフ周
波数とスペクトラムアナライザの分解能帯域幅との関係
を示した図、第３図は本発明で用いるピークホールド回
路の具体例のブロック図、第４図は本発明を利用して位
相差を得る回路例を示した図、第５図は導入した２つの
信号の位相差を測定する構成図、第６図は従来のスペク
トラムアナライザの構成例を示した図である。 １，43，44……ローパスフィルタ、３，11，40，41……
ミキサ、５……ＶＣＯ（電圧制御発振器）、４，30……
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、34……基準周波数発生
器、36，38……発振器、50，51……デジタルフィルタ、
53……演算器、54……ピークホールド回路、55……ビデ
オフィルタ。
を示した図、第２図はデジタルフィルタのカットオフ周
波数とスペクトラムアナライザの分解能帯域幅との関係
を示した図、第３図は本発明で用いるピークホールド回
路の具体例のブロック図、第４図は本発明を利用して位
相差を得る回路例を示した図、第５図は導入した２つの
信号の位相差を測定する構成図、第６図は従来のスペク
トラムアナライザの構成例を示した図である。 １，43，44……ローパスフィルタ、３，11，40，41……
ミキサ、５……ＶＣＯ（電圧制御発振器）、４，30……
ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、34……基準周波数発生
器、36，38……発振器、50，51……デジタルフィルタ、
53……演算器、54……ピークホールド回路、55……ビデ
オフィルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】ミキサと、このミキサ出力を導入するバン
ドパスフィルタとの回路が接続されたスーパーヘテロダ
イン方式のスペクトラムアナライザにおいて、所定の帯
域幅を有する最終段のバンドパスフィルタの中心周波数
と等しい周波数で、かつ位相が互いに９０゜異なる２つ
の信号を出力する発振手段と、 これら２つの信号と前記最終段のバンドパスフィルタを
通過した信号とをミキシングする２つのミキサと、 これらミキサの出力端子に接続され、前記最終段のバン
ドパスフィルタの中心周波数の２倍以上の周波数信号を
除去することにより各ミキサ出力の帯域を制限する２つ
のローパスフィルタと、 これらローパスフィルタの出力端子に接続され、各ロー
パスフィルタの出力をデジタル信号に変換する２つのＡ
／Ｄ変換器と、 これらＡ／Ｄ変換器の出力端子に接続され、外部から与
えられる制御信号によりそのフィルタ特性が制御できる
２つのデジタルフィルタ手段と、 これらデジタルフィルタ手段の出力の２乗和を演算する
演算手段と、 この演算手段の演算出力のピーク値をホールドするピー
クホールド手段、 を備えたことを特徴とするスペクトラムアナライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19216087A JPH0660917B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19216087A JPH0660917B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6435387A JPS6435387A (en) | 1989-02-06 |
| JPH0660917B2 true JPH0660917B2 (ja) | 1994-08-10 |
Family
ID=16286689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19216087A Expired - Lifetime JPH0660917B2 (ja) | 1987-07-31 | 1987-07-31 | スペクトラムアナライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0660917B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5061297B2 (ja) * | 2005-09-02 | 2012-10-31 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | シグナル・アナライザのデータ処理方法 |
-
1987
- 1987-07-31 JP JP19216087A patent/JPH0660917B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6435387A (en) | 1989-02-06 |
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