JPH0667204B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0667204B2 JPH0667204B2 JP62252490A JP25249087A JPH0667204B2 JP H0667204 B2 JPH0667204 B2 JP H0667204B2 JP 62252490 A JP62252490 A JP 62252490A JP 25249087 A JP25249087 A JP 25249087A JP H0667204 B2 JPH0667204 B2 JP H0667204B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は直流を交流に変換する電力変換装置（インバ
ータ）、特に使用素子の耐圧に比べ高電圧出力が得られ
る直列接続型の電力変換装置に関するものである。
ータ）、特に使用素子の耐圧に比べ高電圧出力が得られ
る直列接続型の電力変換装置に関するものである。
［従来の技術］ 第３図（Ａ）は例えば特開昭57−80260号公報に示され
た従来の電力変換装置（インバータ）を示す構成図であ
り、図において（１）は直流電源、（2a）〜（2d）は直
列接続され、半導体スイッチを構成するトランジスタ、
（3a）〜（3d）はトランジスタ（2a）〜（2d）に逆並列
接続されたダイオード、（４）はトランジスタ（2a）〜
（2d）に印加される電圧を制限するためのコンデンサ、
（５）は負荷、（６）はコンデンサ（４）を初期充電す
るための補助電源、（７）は絶縁のための変圧器、（8
a）および（8b）は整流用ダイオード、（9a）および（9
b）はトランジスタ（2a）〜（2d）を駆動するための駆
動信号発生回路、（10a）および（10b）は駆動信号、
（10c）および（10d）は駆動信号（10a）、（10b）を論
理反転した駆動信号である。
た従来の電力変換装置（インバータ）を示す構成図であ
り、図において（１）は直流電源、（2a）〜（2d）は直
列接続され、半導体スイッチを構成するトランジスタ、
（3a）〜（3d）はトランジスタ（2a）〜（2d）に逆並列
接続されたダイオード、（４）はトランジスタ（2a）〜
（2d）に印加される電圧を制限するためのコンデンサ、
（５）は負荷、（６）はコンデンサ（４）を初期充電す
るための補助電源、（７）は絶縁のための変圧器、（8
a）および（8b）は整流用ダイオード、（9a）および（9
b）はトランジスタ（2a）〜（2d）を駆動するための駆
動信号発生回路、（10a）および（10b）は駆動信号、
（10c）および（10d）は駆動信号（10a）、（10b）を論
理反転した駆動信号である。
従来の電力変換装置は上記のように構成され、初め、コ
ンデンサ（４）は補助電源（６）より変圧器（７）およ
び整流用ダイオード（8a）を介して直流電源（１）の電
圧Ｅの半分の値（Ｅ／２）で、図の極性に充電される。
駆動信号発生回路（9a）から第３図（Ｂ）（ａ）および
（ｂ）に示すような駆動信号のパルス列（10a）とその
論理反転された駆動信号のパルス列（10c）がそれぞれ
トランジスタ（2a）〜（2d）の制御電極に加えられる。
例えばトランジスタ（2c）と（2d）が導通すれば直流電
源電圧Ｅは、２つのトランジスタ（2a）と（2b）に印加
される。この時、コンデンサ（４）にはＥ／２の電圧に
充電されているため、たとえ上記２つのトランジスタの
スイッチング特性や静特性にバラツキがあつても、それ
ぞれＥ／２づつに分圧される。逆に、トランジスタ（2
a）と（2b）を導通させても同様にトランジスタ（2c）
と（2d）はＥ／２づつに分圧される。この結果、使用す
るトランジスタの耐圧は確実に１／２に低減できる。こ
の時、交流出力端子（21）には直流電源電圧Ｅと零の２
つのレベルを有し、駆動信号（10a）と相似な波形が得
られる。なお、他の相についても同様に、駆動信号発生
回路（9b）から第３図（Ｂ）（ｃ）および（ｄ）に示す
ような駆動信号のパルス列（10b）とその論理反転され
た駆動信号のパルス列（10d）がそれぞれ図示しないト
ランジスタ（2e）と（2f）および（2g）と（2h）に加え
られ、この結果、出力（負荷）電圧として第３図（Ｂ）
（ｅ）に示すようなE,零，−Ｅの３つのレベルの波形が
得られる。
ンデンサ（４）は補助電源（６）より変圧器（７）およ
び整流用ダイオード（8a）を介して直流電源（１）の電
圧Ｅの半分の値（Ｅ／２）で、図の極性に充電される。
駆動信号発生回路（9a）から第３図（Ｂ）（ａ）および
（ｂ）に示すような駆動信号のパルス列（10a）とその
論理反転された駆動信号のパルス列（10c）がそれぞれ
トランジスタ（2a）〜（2d）の制御電極に加えられる。
例えばトランジスタ（2c）と（2d）が導通すれば直流電
源電圧Ｅは、２つのトランジスタ（2a）と（2b）に印加
される。この時、コンデンサ（４）にはＥ／２の電圧に
充電されているため、たとえ上記２つのトランジスタの
スイッチング特性や静特性にバラツキがあつても、それ
ぞれＥ／２づつに分圧される。逆に、トランジスタ（2
a）と（2b）を導通させても同様にトランジスタ（2c）
と（2d）はＥ／２づつに分圧される。この結果、使用す
るトランジスタの耐圧は確実に１／２に低減できる。こ
の時、交流出力端子（21）には直流電源電圧Ｅと零の２
つのレベルを有し、駆動信号（10a）と相似な波形が得
られる。なお、他の相についても同様に、駆動信号発生
回路（9b）から第３図（Ｂ）（ｃ）および（ｄ）に示す
ような駆動信号のパルス列（10b）とその論理反転され
た駆動信号のパルス列（10d）がそれぞれ図示しないト
ランジスタ（2e）と（2f）および（2g）と（2h）に加え
られ、この結果、出力（負荷）電圧として第３図（Ｂ）
（ｅ）に示すようなE,零，−Ｅの３つのレベルの波形が
得られる。
［発明が解決しようとする問題点］ 上記のような従来の電力変換装置では、各直列アームの
出力では２レベル、相間（線間）出力では３レベルのパ
ルス幅変調波形となり、比較的多くの高調波成分を含ん
でいたという問題点があった。
出力では２レベル、相間（線間）出力では３レベルのパ
ルス幅変調波形となり、比較的多くの高調波成分を含ん
でいたという問題点があった。
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、従来の電力変換装置が有する素子の分圧機能をそ
のまま生かし、かつ出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことのできる電力変換装置を得ることを目的とする。
ので、従来の電力変換装置が有する素子の分圧機能をそ
のまま生かし、かつ出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことのできる電力変換装置を得ることを目的とする。
［問題点を解決するための手段］ この発明に係る電力変換装置は、４個の直列接続された
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダイオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
上記搬送波を上記信号波で変調して第１の駆動信号と第
２の駆動信号を発生する第１の駆動信号発生手段と第２
の駆動信号発生手段を備え、上記第１の駆動信号により
上記直列接続体を構成する上記第１の半導体スイッチと
第４の半導体スイッチを交互に導通させるとともに、上
記第２の駆動信号により上記第２の半導体スイッチと第
３の半導体スイッチを交互に導通させることにより上記
直流電源から上記負荷への電力供給を制御したものであ
る。
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダイオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
上記搬送波を上記信号波で変調して第１の駆動信号と第
２の駆動信号を発生する第１の駆動信号発生手段と第２
の駆動信号発生手段を備え、上記第１の駆動信号により
上記直列接続体を構成する上記第１の半導体スイッチと
第４の半導体スイッチを交互に導通させるとともに、上
記第２の駆動信号により上記第２の半導体スイッチと第
３の半導体スイッチを交互に導通させることにより上記
直流電源から上記負荷への電力供給を制御したものであ
る。
［作用］ この発明においては、４個の半導体スイッチで構成され
た直列接続体が第１の駆動信号と第２の駆動信号によっ
て駆動されることにより、直流電源電圧を出力する第１
の半導体スイッチと第２の半導体スイッチが導通するモ
ード、中間電圧を出力する第１の半導体スイッチと第３
の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチと第４の
半導体スイッチが導通するモード、零電圧を出力する第
３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチが導通する
モードが達成され、出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことができる。
た直列接続体が第１の駆動信号と第２の駆動信号によっ
て駆動されることにより、直流電源電圧を出力する第１
の半導体スイッチと第２の半導体スイッチが導通するモ
ード、中間電圧を出力する第１の半導体スイッチと第３
の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチと第４の
半導体スイッチが導通するモード、零電圧を出力する第
３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチが導通する
モードが達成され、出力電圧の高調波成分の低減を図る
ことができる。
［実施例］ 第１図はこの発明の一実施例を示す構成図であり、
（１）〜（７）、（8a）および（8b）は上記従来装置と
全く同一のものである。ただし、（５）の負荷と、
（６）、（７）、（8a）および（8b）から成るコンデン
サ（４）の初期充電回路の図示は省略している。
（１）〜（７）、（8a）および（8b）は上記従来装置と
全く同一のものである。ただし、（５）の負荷と、
（６）、（７）、（8a）および（8b）から成るコンデン
サ（４）の初期充電回路の図示は省略している。
（9a）および（9b）は駆動信号発生手段であって、この
実施例ではコンパレータが使われており、それぞれの出
力は第３図（Ａ）に示す従来例と異なりトランジスタ
（2a）と（2d）および（2b）と（2c）の制御電極に接続
されている。
実施例ではコンパレータが使われており、それぞれの出
力は第３図（Ａ）に示す従来例と異なりトランジスタ
（2a）と（2d）および（2b）と（2c）の制御電極に接続
されている。
（11）は図示しない負荷（出力）電圧の基本波成分に相
当するパターン信号（正弦波）を発生する信号波発生回
路、（12）は搬送波発生回路、（13）および（14）はそ
れぞれ直流電源（１）およびコンデンサ（４）の電圧検
出手段、（15）は直流電源電圧の１／２の電圧とコンデ
ンサ電圧の差を積分増幅する電圧制御回路、（16）は負
荷（出力）電流の極性を検知する極性検知手段、（17）
は搬送波発生回路（12）の出力バイアスの極性を切り変
えるスイッチ、（18）は負荷電流の極性によりスイッチ
（17）を操作するスイッチ操作回路、（19）はバイアス
信号加算回路、（20）は搬送波（三角波）の符号反転回
路、（21）は交流出力端子である。
当するパターン信号（正弦波）を発生する信号波発生回
路、（12）は搬送波発生回路、（13）および（14）はそ
れぞれ直流電源（１）およびコンデンサ（４）の電圧検
出手段、（15）は直流電源電圧の１／２の電圧とコンデ
ンサ電圧の差を積分増幅する電圧制御回路、（16）は負
荷（出力）電流の極性を検知する極性検知手段、（17）
は搬送波発生回路（12）の出力バイアスの極性を切り変
えるスイッチ、（18）は負荷電流の極性によりスイッチ
（17）を操作するスイッチ操作回路、（19）はバイアス
信号加算回路、（20）は搬送波（三角波）の符号反転回
路、（21）は交流出力端子である。
上記のように構成された電力変換装置においては第３図
（Ａ）の従来装置と同じくコンデンサ（４）は図示され
ない初期充電回路により直流電源（１）の１／２の電圧
（Ｅ／２）まで図示の極性に充電される。信号波発生回
路（11）は第２図（Ａ）（ａ）に示すように交流出力端
子（21）に発生する出力電圧の基本波成分に相当する正
弦波（信号波）を発生し、搬送波発生回路（12）から発
生する第２図（Ａ）（ａ）に示す三角波（搬送波）と共
にコンパレータ（9a）に入力され、上記コンパレータ
（9a）は第２図（Ａ）（ｂ）に示すパルス幅変調された
駆動信号（パルス列）（10a）およびその論理反転され
駆動信号（10c）を発生し、それぞれトランジスタ（2
a）および（2d）を駆動する。一方、コンパレータ（9
b）においては、上記正弦波と符号反転回路（20）で正
負反転された三角波により第２図（Ａ）（ｃ）に示すパ
ルス幅変調された駆動信号（パルス列）（10b）および
その論理反転された駆動信号（10d）を発生し、トラン
ジスタ（2b）および（2c）を駆動する。この結果、交流
出力端子（21）はトランジスタ（2a）と（2b）が同時に
導通すれば直流電源電圧Ｅの電位に、トランジスタ（2
b）と（2d）または（2a）と（2c）が導通すればコンデ
ンサ電圧、または直流電源電圧とコンデンサ電圧の差電
圧（コンデンサ電圧がＥ／２ならばいずれもＥ／２）
に、トランジスタ（2c）と（2d）が導通すれば零電位と
なり、第２図（Ａ）（ｄ）に示すように高調波含有率の
少ない３レベルのパルス幅変調波形が得られる。
（Ａ）の従来装置と同じくコンデンサ（４）は図示され
ない初期充電回路により直流電源（１）の１／２の電圧
（Ｅ／２）まで図示の極性に充電される。信号波発生回
路（11）は第２図（Ａ）（ａ）に示すように交流出力端
子（21）に発生する出力電圧の基本波成分に相当する正
弦波（信号波）を発生し、搬送波発生回路（12）から発
生する第２図（Ａ）（ａ）に示す三角波（搬送波）と共
にコンパレータ（9a）に入力され、上記コンパレータ
（9a）は第２図（Ａ）（ｂ）に示すパルス幅変調された
駆動信号（パルス列）（10a）およびその論理反転され
駆動信号（10c）を発生し、それぞれトランジスタ（2
a）および（2d）を駆動する。一方、コンパレータ（9
b）においては、上記正弦波と符号反転回路（20）で正
負反転された三角波により第２図（Ａ）（ｃ）に示すパ
ルス幅変調された駆動信号（パルス列）（10b）および
その論理反転された駆動信号（10d）を発生し、トラン
ジスタ（2b）および（2c）を駆動する。この結果、交流
出力端子（21）はトランジスタ（2a）と（2b）が同時に
導通すれば直流電源電圧Ｅの電位に、トランジスタ（2
b）と（2d）または（2a）と（2c）が導通すればコンデ
ンサ電圧、または直流電源電圧とコンデンサ電圧の差電
圧（コンデンサ電圧がＥ／２ならばいずれもＥ／２）
に、トランジスタ（2c）と（2d）が導通すれば零電位と
なり、第２図（Ａ）（ｄ）に示すように高調波含有率の
少ない３レベルのパルス幅変調波形が得られる。
なを、この時、非導通のトランジスタにはコンデンサ電
圧がＥ／２ならばＥ／２の電圧が印加されている。ま
た、この時、中間電位（Ｅ／２）のモードにおいては負
荷電流はコンデンサ（４）を通って流れる。即ち、負荷
電流が正でトランジスタ（2a）が導通、（2b）が非導通
（この時トランジスタ（2c）には駆動信号が与えられて
いる）ならば、直流電源（１）の正側→トランジスタ
（2a）→コンデンサ（４）→ダイオード（3c）→負荷へ
のループが形成されコンデンサは負荷電流によって充電
される（充電モードＡという）。同じく負荷電流が正で
トランジスタ（2a）が非導通で、（2b）が導通（この時
トランジスタ（2d）にも駆動信号が与えられている）な
らば、直流電源（１）の負側→ダイオード（3d）→コン
デンサ（４）→トランジスタ（2b）→負荷へのループが
形成されコンデンサは負荷へ放電する（放電モードＢと
いう）。また、負荷電流が負になれば上記充電モードＡ
と放電モードＢにおけるコンデンサ（４）の充放電関係
は反対になる。この結果、第２図（Ａ）（ｅ）に示すよ
うに、コンデンサ（４）の充電期間と放電期間は交互に
生じ、かつ充放電量は通常出力の１サイクルでバランス
する。このためコンデンサ電圧の変動幅は比較的少なく
てすむ。しかし、過渡状態やトランジスタ特性のバラツ
キなどで非対称性が生じた場合、充放電バランスがくず
れ、コンデンサ電圧は変化しようとするが電圧検出手段
（14）でこれを検出し、電圧制御回路（15）においては
電圧検出手段（13）で検出された直流電源（１）の電圧
値の１／２との偏差を積分増幅し、バイアス加算回路
（19）で三角波信号に直流バイアスとして加えられる。
この時、極性検知手段（16）にて負荷（出力）電流の極
性を検出し、その極性に応じ、スイッチ操作回路（18）
がスイッチ（17）を切り換えて上記電圧制御回路（15）
からのバイアス信号の極性を切り換える。第２図（Ｂ）
はコンデンサ（４）の電圧が直流電源電圧Ｅの１／２よ
り大きくなった場合を示したもので、電圧制御回路（1
5）は正の制御信号を出し、負荷電流が正の期間は正の
バイアスを、負の期間は負のバイアスが三角波に加えら
れ第２図（Ａ）（ｅ）に比べ第２図（Ｂ）（ｄ）に示す
ようにコンデンサ（４）の充電モードＡが少なく、放電
モードＢが増加するようにパルス幅の位相が変化し、コ
ンデンサ電圧がＥ／２に等しくなるように制御される。
しかもこれに伴う出力電圧波形歪の増加を抑制すること
ができる。
圧がＥ／２ならばＥ／２の電圧が印加されている。ま
た、この時、中間電位（Ｅ／２）のモードにおいては負
荷電流はコンデンサ（４）を通って流れる。即ち、負荷
電流が正でトランジスタ（2a）が導通、（2b）が非導通
（この時トランジスタ（2c）には駆動信号が与えられて
いる）ならば、直流電源（１）の正側→トランジスタ
（2a）→コンデンサ（４）→ダイオード（3c）→負荷へ
のループが形成されコンデンサは負荷電流によって充電
される（充電モードＡという）。同じく負荷電流が正で
トランジスタ（2a）が非導通で、（2b）が導通（この時
トランジスタ（2d）にも駆動信号が与えられている）な
らば、直流電源（１）の負側→ダイオード（3d）→コン
デンサ（４）→トランジスタ（2b）→負荷へのループが
形成されコンデンサは負荷へ放電する（放電モードＢと
いう）。また、負荷電流が負になれば上記充電モードＡ
と放電モードＢにおけるコンデンサ（４）の充放電関係
は反対になる。この結果、第２図（Ａ）（ｅ）に示すよ
うに、コンデンサ（４）の充電期間と放電期間は交互に
生じ、かつ充放電量は通常出力の１サイクルでバランス
する。このためコンデンサ電圧の変動幅は比較的少なく
てすむ。しかし、過渡状態やトランジスタ特性のバラツ
キなどで非対称性が生じた場合、充放電バランスがくず
れ、コンデンサ電圧は変化しようとするが電圧検出手段
（14）でこれを検出し、電圧制御回路（15）においては
電圧検出手段（13）で検出された直流電源（１）の電圧
値の１／２との偏差を積分増幅し、バイアス加算回路
（19）で三角波信号に直流バイアスとして加えられる。
この時、極性検知手段（16）にて負荷（出力）電流の極
性を検出し、その極性に応じ、スイッチ操作回路（18）
がスイッチ（17）を切り換えて上記電圧制御回路（15）
からのバイアス信号の極性を切り換える。第２図（Ｂ）
はコンデンサ（４）の電圧が直流電源電圧Ｅの１／２よ
り大きくなった場合を示したもので、電圧制御回路（1
5）は正の制御信号を出し、負荷電流が正の期間は正の
バイアスを、負の期間は負のバイアスが三角波に加えら
れ第２図（Ａ）（ｅ）に比べ第２図（Ｂ）（ｄ）に示す
ようにコンデンサ（４）の充電モードＡが少なく、放電
モードＢが増加するようにパルス幅の位相が変化し、コ
ンデンサ電圧がＥ／２に等しくなるように制御される。
しかもこれに伴う出力電圧波形歪の増加を抑制すること
ができる。
なお、上記実施例では符号反転回路（20）にて三角波
（搬送波）の符号を反転していたが、逆に正弦波（信号
波）の符号を反転したものを用いるとしても同様の動作
を期待できる。
（搬送波）の符号を反転していたが、逆に正弦波（信号
波）の符号を反転したものを用いるとしても同様の動作
を期待できる。
また上記実施例では信号波発生回路（11）、搬送波発生
回路（12）、電圧制御回路（15）、スイッチ（17）、ス
イッチ操作回路（18）、バイアス信号加算回路（19）、
符号反転回路（20）、コンパレータ（9a）および（9b）
はそれぞれ独立の回路として示していたが、これらの一
部または全部をマイコン等を使用してソフトウエアの演
算処理に置き換え、一体化することや、予め上記論理に
基づき駆動信号パターンを求め、メモリーに記憶された
上記駆動信号パターンを読み出すことにより直接駆動信
号を発生させることも可能である。
回路（12）、電圧制御回路（15）、スイッチ（17）、ス
イッチ操作回路（18）、バイアス信号加算回路（19）、
符号反転回路（20）、コンパレータ（9a）および（9b）
はそれぞれ独立の回路として示していたが、これらの一
部または全部をマイコン等を使用してソフトウエアの演
算処理に置き換え、一体化することや、予め上記論理に
基づき駆動信号パターンを求め、メモリーに記憶された
上記駆動信号パターンを読み出すことにより直接駆動信
号を発生させることも可能である。
さらに、三角波は正弦波の６倍の周波数の例を示した
が、これに限定されるものでないことは明白である。
が、これに限定されるものでないことは明白である。
ところで上記説明では、この発明を１アームの単相の場
合について述べたが、多アームの多相で構成しても利用
できることはいうまでもない。
合について述べたが、多アームの多相で構成しても利用
できることはいうまでもない。
［発明の効果］ この発明は以上説明したとおり、４個の直列接続された
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダーオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
上記搬送波を上記信号波で変調して第１の駆動信号と第
２の駆動信号を発生する第１の駆動信号発生手段と第２
の駆動信号発生手段を備え、上記第１の駆動信号により
上記直列接続体を構成する上記第１の半導体スイッチと
第４の半導体スイッチを交互に導通させるとともに、上
記第２の駆動信号により上記第２の半導体スイッチと第
３の半導体スイッチを交互に導通させることにより上記
直流電源から上記負荷への電力供給を制御するように構
成したので、多段レベルの波形歪の少ない出力が得られ
高周波成分の低減を図ることができ、かつ使用する半導
体スイッチの耐圧が１／２に低減できるという効果があ
る。
半導体スイッチおよび上記各半導体スイッチに逆並列接
続されたダーオードから成る少なくとも１組の直列接続
体を直流電源の正負端子間に接続し、上記各直列接続体
を構成する第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッ
チの接続点と第３の半導体スイッチと第４の半導体スイ
ッチの接続点の間にコンデンサを接続するとともに、第
２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接続点に
負荷を接続した電力変換装置において、信号波を発生す
る信号波発生手段、搬送波を発生する搬送波発生手段、
上記搬送波を上記信号波で変調して第１の駆動信号と第
２の駆動信号を発生する第１の駆動信号発生手段と第２
の駆動信号発生手段を備え、上記第１の駆動信号により
上記直列接続体を構成する上記第１の半導体スイッチと
第４の半導体スイッチを交互に導通させるとともに、上
記第２の駆動信号により上記第２の半導体スイッチと第
３の半導体スイッチを交互に導通させることにより上記
直流電源から上記負荷への電力供給を制御するように構
成したので、多段レベルの波形歪の少ない出力が得られ
高周波成分の低減を図ることができ、かつ使用する半導
体スイッチの耐圧が１／２に低減できるという効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図
（Ａ）および（Ｂ）は第１図の動作波形を示す動作波形
図、第３図（Ａ）および（Ｂ）は従来の電力変換装置の
構成図とその動作波形図である。 図において、（１）は直流電源、（2a）〜（2d）はトラ
ンジスタ、（3a）〜（3d）はダイオード、（４）はコン
デンサ、（9a）および（9b）はコンパレータ、（10
a）、（10b）、（10c）および（10d）は駆動信号（パル
ス幅変調されたパルス列）、（11）は信号波発生回路、
（12）は搬送波発生回路、（13）および（14）は電圧検
出手段、（15）は電圧制御回路、（16）は極性検出手
段、（17）はスイッチ、（18）はスイッチ操作回路、
（19）はバイアス信号加算回路、（20）は符号反転回
路、（21）は交流出力端子である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
（Ａ）および（Ｂ）は第１図の動作波形を示す動作波形
図、第３図（Ａ）および（Ｂ）は従来の電力変換装置の
構成図とその動作波形図である。 図において、（１）は直流電源、（2a）〜（2d）はトラ
ンジスタ、（3a）〜（3d）はダイオード、（４）はコン
デンサ、（9a）および（9b）はコンパレータ、（10
a）、（10b）、（10c）および（10d）は駆動信号（パル
ス幅変調されたパルス列）、（11）は信号波発生回路、
（12）は搬送波発生回路、（13）および（14）は電圧検
出手段、（15）は電圧制御回路、（16）は極性検出手
段、（17）はスイッチ、（18）はスイッチ操作回路、
（19）はバイアス信号加算回路、（20）は符号反転回
路、（21）は交流出力端子である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (5)
- 【請求項１】４個の直列接続された半導体スイッチおよ
び上記各半導体スイッチに逆並列接続されたダイオード
から成る少なくとも１組の直列接続体を直流電源の正負
端子間に接続し、上記各直列接続体を構成する第１の半
導体スイッチと第２の半導体スイッチの接続点と第３の
半導体スイッチと第４の半導体スイッチの接続点の間に
コンデンサを接続するとともに、第２の半導体スイッチ
と第３の半導体スイッチの接続点に負荷を接続した電力
変換装置において、信号波を発生する信号波発生手段、
搬送波を発生する搬送波発生手段、上記搬送波を上記信
号波で変調して第１の駆動信号と第２の駆動信号を発生
する第１の駆動信号発生手段と第２の駆動信号発生手段
を備え、上記第１の駆動信号により上記直列接続体を構
成する上記第１の半導体スイッチと第４の半導体スイッ
チを交互に導通させるとともに、上記第２の駆動信号に
より上記第２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチ
を交互に導通させることにより上記直流電源から上記負
荷への電力供給を制御することを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項２】信号波が負荷電圧の基本波成分に相当する
信号波であり、搬送波が上記信号波に同期した搬送波で
あり、第１の駆動信号発生手段は上記信号波と上記搬送
波をパルス幅変調することにより第１の駆動信号である
第１のパルス信号を発生し、第２の駆動信号発生手段は
上記信号波と上記搬送波のいずれか一方を符号反転して
パルス幅変調することにより第２の駆動信号である第２
のパルス信号を発生することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電力変換装置。 - 【請求項３】負荷に流れる負荷電流の極性を検知する極
性検知手段、直流電源の電圧を検出する第１の電圧検出
手段、コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出手
段、及び上記直流電源の電圧の１／２と上記コンデンサ
の電圧との偏差を出力する電圧制御手段を備え、上記極
性検知手段で検知した負荷電流の極性と上記電圧制御手
段の出力である偏差に基づいて搬送波を制御することを
特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の電
力変換装置。 - 【請求項４】極性検知手段により検知した負荷に流れる
負荷電流の極性と、電圧制御手段により出力した直流電
源の電圧の１／２とコンデンサの電圧との偏差に基づ
き、第１のパルス信号および第２のパルス信号のパルス
幅を差動的に制御したことを特徴とする特許請求の範囲
第３項記載の電力変換装置。 - 【請求項５】極性検知手段により検知した負荷に流れる
負荷電流の極性と、電圧制御手段により出力した直流電
源の電圧の１／２とコンデンサの電圧との偏差に基づ
き、搬送波を直流バイアスすることにより上記コンデン
サ電圧を制御したことを特徴とする特許請求の範囲第３
項または第４項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62252490A JPH0667204B2 (ja) | 1987-10-08 | 1987-10-08 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62252490A JPH0667204B2 (ja) | 1987-10-08 | 1987-10-08 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0197174A JPH0197174A (ja) | 1989-04-14 |
| JPH0667204B2 true JPH0667204B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=17238096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62252490A Expired - Lifetime JPH0667204B2 (ja) | 1987-10-08 | 1987-10-08 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667204B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103329431B (zh) * | 2010-10-27 | 2016-09-14 | 梅鲁斯音频有限公司 | 使用多电平脉冲宽度调制的音频放大器 |
| JP5598513B2 (ja) * | 2012-08-29 | 2014-10-01 | 株式会社村田製作所 | 電力系統連系インバータ装置 |
| JP5843052B2 (ja) * | 2013-06-14 | 2016-01-13 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| WO2015002124A1 (ja) * | 2013-07-02 | 2015-01-08 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| DE112014003998T5 (de) * | 2013-09-02 | 2016-05-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wechselrichtervorrichtung |
| CN107306083B (zh) | 2016-04-22 | 2019-09-20 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法 |
-
1987
- 1987-10-08 JP JP62252490A patent/JPH0667204B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0197174A (ja) | 1989-04-14 |
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