JPH0669049B2 - Ｃｃｄ出力信号処理回路 - Google Patents

Ｃｃｄ出力信号処理回路

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JPH0669049B2
JPH0669049B2 JP59172746A JP17274684A JPH0669049B2 JP H0669049 B2 JPH0669049 B2 JP H0669049B2 JP 59172746 A JP59172746 A JP 59172746A JP 17274684 A JP17274684 A JP 17274684A JP H0669049 B2 JPH0669049 B2 JP H0669049B2
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signal processing
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    • H10D44/40—Charge-coupled devices [CCD]
    • H10D44/45—Charge-coupled devices [CCD] having field effect produced by insulated gate electrodes 
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    • H—ELECTRICITY
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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、固体撮像装置などに用いられるCCD（電荷結
合素子）形電荷転送装置の出力信号を処理するためのCC
D出力信号処理回路に係り、時に低域通過波器に関す
る。
〔発明の技術的背景〕
たとえばCCDエリアセンサ半導体チップにおいては、第
３図に示すようにCCD駆動パルスにより駆動されるCCDレ
ジスタ１から出力ゲート２を通って浮遊拡散領域３に電
荷が転送され、ここで電荷量・電圧変換が行なわれる。
この電圧は出力回路（通常はソースフォロワ回路）４に
よりインピーダンス変換が行なわれてCCD出力となる。
上記浮遊拡散領域３は、電荷量・電圧変換後毎に供給さ
れる一定タイミングのリセットパルスによってオン駆動
されるリセットスイッチ（MOSゲート等）５を介してリ
セットドレイン領域６に接続されて信号電荷が捨てら
れ、ここに印加されている一定のリセット電位に設定さ
れる。したがって、上記ソースフォロア回路４の出力電
圧波形は、第４図に示すようにリセット期間と、出力信
号が零の基準レベル期間と、出力信号期間（信号有効期
間）とからなる基本サイクルが、CCDレジスタ１から時
系列的に信号電荷が浮遊拡散領域３に転送される毎に繰
り返すことになる。
上記出力電圧波形において、信号無効期間におけるリセ
ット期間と基準レベル期間との電圧差Ａはリセット動作
に同期した同期性雑音であり、期準レベル期間と信号有
効期間との電圧差ＢがCCD出力信号電荷に対応した出力
信号電圧である。上記同期性雑音は、CCDレジスタ１の
転送周波数と同じであるので、これを除去するためには
ソースフォロワ回路４の出力側に低域通過波器を接続
すればよい。
ところで、前記出力信号電圧には２種類の雑音が含まれ
る。その１つは、リセットスイッチ（ゲート）５のオン
抵抗の熱雑音に起因するものであって基準レベル期間が
時間的に変動するリセット雑音ΔＢとして現われる。も
う１つはソースフォロワ回路４で発生する雑音である。
上記リセット雑音を抑圧するために、通常はソースフォ
ロワ回路４より後段側に相関二重サンプリング回路７を
接続し、前記各基本サイクル毎に出力信号期間の電圧レ
ベルと基準レベル期間の電圧レベルとの差Ｂをとってい
る。この相関二重サンプリング回路７は、たとえば第５
図に示すように構成されており、入力電圧の基準レベル
期間の電圧レベルを一定にクランプするためのクランプ
回路51と、このクランプ回路51の出力電圧をバッファ増
幅するための第１のバッファ増幅器52と、この増幅器52
の出力電圧における前記出力信号期間に相当する期間の
電圧レベルをサンプルホールドするサンプルホールド回
路53と、このサンプルホールド回路53の出力電圧をバッ
ファ増幅する第２のバッファ増幅器54とからなる。クラ
ンプ回路51において、55は直流成分分離用の容量、56は
クランプスイッチ（MOSゲート）である。サンプルホー
ルド回路53において、57はサンプルスイッチ（MOSゲー
ト）、58はホールド用の容量である。
〔背景技術の問題点〕
上述したような相関二重サンプリング回路７を用いる
と、リセット雑音は除去されるが、ソースフォロワ回路
４の雑音は高周波雑音の折り返しという問題があって殆
んど低減されない。ここで、上記高周波雑音の折り返し
について簡単に説明する。
第６図（ａ）ソースフォロワ回路４の雑音スペクトルの
一例を示しており、ｃは前記CCDレジスタ１の転送周
波数である。所望のCCD出力信号は よりも低周波側にあるので、相関二重サンプリング回路
７を用いていない場合には よりも低い周波数の雑音成分Ｃのみが問題となり、 の間の雑音Ｄ、 の間の雑音Ｅ、 の間の雑音Ｆ、 の間の雑音Ｇ…は問題とならない。これに対して、相関
二重サンプリング回路７を用いると、ソースフォロワ回
路の雑音は第６図（ｂ）に示すように より低周波側の成分は抑圧されてＣ′となるが、高域側
の雑音の一部Ｄ′,E′,F′,G′，…が 以下に折り返され、場合によっては 以下の雑音成分が増加してしまうこともある。
即ち、相関二重サンプリング回路７を用いると、リセッ
ト雑音は抑圧されるが、ソースフォロワ回路４の雑音は
抑圧されず、大きな雑音抑圧効果を期待することはでき
なかった。
〔発明の目的〕
本発明は上記の事情に鑑みてなされたものでリセット雑
音を抑圧し得ると共にソースフォロワ回路の高周波雑音
の折り返し成分を抑圧でき、低雑音のCCD出力信号が得
られるCCD出力信号処理回路を提供するものである。
〔本発明の概要〕
即ち、本発明のCCD出力信号処理回路は、CCD出力信号を
低域通過波器、相関二重サンプリング回路の順に導
き、上記波器の帯域幅をCCDレジスタ転送周波数の2.5
倍乃至４倍に設定してなることを特徴とするものであ
る。このような帯域幅の設定によれば、CCD出力回路の
高周波雑音の折り返し成分を抑圧でき、CCD出力信号中
の雑音レベルが最小となり、S/Nの良いCCD出力信号が得
られる。
〔発明の実施例〕
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
第１図に示すCCD出力信号処理回路は、第３図を参照し
て前述した従来のCCD出力信号処理回路に比べて、ソー
スフォロワ回路４と相関二重サンプリング回路７との間
に低域通過波器８を挿入し、この波器８の帯域をCC
Dレジスタ転送周波数の2.5倍乃至４倍に設定している点
に異なり、その他は同じであるので、第３図中と同一部
分には同一符号を付してその説明を省略する。
上記構成によれば、ソースフォロワ回路出力に含まれる
２種の雑音のうち、リセット雑音は従来例と同様に相関
二重サンプリング回路７によって抑圧される。また、低
域通過波器８の帯域とのその出力信号に含まれる雑音
との関係は第２図に示す特性のように変化する。この場
合、帯域が広過ぎるとソースフォロワ回路４の高周波雑
音の折り返しが大きくなり、逆に帯域が狭過ぎるとソー
スフォロワ回路出力電圧の基準レベル期間と出力信号期
間との分離が不能になって雑音が増大するので、帯域幅
がCCDレジスタ転送周波数ｃの約2.5倍乃至約４倍の間
で雑音が最小になる。したがって、帯域幅がｃの2.5
倍乃至４倍に設定された前記低域通過波器８によっ
て、出力信号の雑音は充分に抑圧されており、S/Nの良
いCCD出力信号が得られる。
なお、上記相関二重サンプリング回路の具体的な構成は
第５図に示すものに限定されず、この他に種々の構成の
ものが使用可能であることはいうまでもない。
〔発明の効果〕
上述したように本発明のCCD出力信号回路によれば、リ
セット雑音を抑圧し得ると共にCCD出力回路の高周波雑
音の折り返し成分を抑圧でき、S/Nの良いCCD出力信号が
得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明のCCD出力信号処理回路の一実施例を示
す構成説明図、第２図は第１図の低域通過波器の帯域
と出力信号の雑音レベルとの関係を示す特性図、第３図
は従来のCCD出力信号処理回路を示す構成説明図、第４
図は第３図のソースフォロワ回路の出力電圧を示す波形
図、第５図は第３図の相関二重サンプリング回路の一具
体例を示す回路図、第６図は第３図のソースフォロワ回
路の雑音スペクトルを示すもので、同図（ａ）は高周波
雑音の折り返しがない場合、同図（ｂ）は高周波雑音の
折り返しがある場合を示している。 １……CCDレジスタ、４……ソースフォロワ回路、７…
…相関二重サンプリング回路、８……低域通過波器。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電荷結合素子を用いて電荷転送を行なうCC
    Dレジスタの出力回路からのCCD出力信号を低域通過波
    器、相関二重サンプリング回路の順に導いて雑音を抑圧
    するCCD出力信号処理回路において、上記低域通過波
    器の帯域幅が前記CCDレジスタの転送周波数の2.5倍乃至
    ４倍であることを特徴とするCCD出力信号処理回路。
JP59172746A 1984-08-20 1984-08-20 Ｃｃｄ出力信号処理回路 Expired - Lifetime JPH0669049B2 (ja)

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EP85109724A EP0172474B1 (en) 1984-08-20 1985-08-02 Ccd output signal generating circuit
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