JPH067745B2 - 電流共振型コンバータ - Google Patents
電流共振型コンバータInfo
- Publication number
- JPH067745B2 JPH067745B2 JP17708789A JP17708789A JPH067745B2 JP H067745 B2 JPH067745 B2 JP H067745B2 JP 17708789 A JP17708789 A JP 17708789A JP 17708789 A JP17708789 A JP 17708789A JP H067745 B2 JPH067745 B2 JP H067745B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonance
- voltage
- current
- input
- output voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、電流共振型コンバータの出力制御特性の改善
に関するものである。
に関するものである。
＜従来の技術＞ 従来の電流共振型コンバータは、ＬＣ共振を利用して、
スイッチング素子の電流の変化を滑らかにする方式のも
ので、スイッチング時のノイズとスイッチングロスが小
さい事が特徴である。
スイッチング素子の電流の変化を滑らかにする方式のも
ので、スイッチング時のノイズとスイッチングロスが小
さい事が特徴である。
この電流共振型コンバータでの出力電圧の制御は、スイ
ッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｎの比（ｆｓ／ｆ
ｎ）を変える事により行う。その関係は近似的に次式で
表わされる。
ッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｎの比（ｆｓ／ｆ
ｎ）を変える事により行う。その関係は近似的に次式で
表わされる。
Ｖ０／Ｖｉ＝ｆｓ／ｆｎ … ただし、Ｖｉは入力電圧、Ｖ０は出力電圧である。
通常はスイッチング周波数を変化させて出力電圧を制
御する方式が用いられるが、入力変動が大きい場合に
は、大きな周波数変化が生じる為、出力フィルタの設計
が困難であり、又、複数のコンバータを並列に運転する
場合には干渉が起こる等の課題を持つ。一方、共振用の
可変インダクタを用い、共振周波数を変化させて出力電
圧を制御する同一出願人に係わる先行技術があり、スイ
ッチング周波数を一定に出来るという利点がある。
御する方式が用いられるが、入力変動が大きい場合に
は、大きな周波数変化が生じる為、出力フィルタの設計
が困難であり、又、複数のコンバータを並列に運転する
場合には干渉が起こる等の課題を持つ。一方、共振用の
可変インダクタを用い、共振周波数を変化させて出力電
圧を制御する同一出願人に係わる先行技術があり、スイ
ッチング周波数を一定に出来るという利点がある。
＜発明が解決しようとする課題＞ しかしながら、上記従来技術に示す共振用インダクタン
スの値を変えて出力制御する方式においては、スイッチ
ング周波数を一定に出来る反面、入力範囲が広範な場合
は共振電流のピーク値が大きくなってしまう。例えば、
第８図はｋ倍の入力電圧変動に対してインダクタンスＬ
ｒを変えて出力電圧を制御した場合の特性図である。入
力電圧Ｖｉ＝Ｖi1の時に、必要な電力電圧Ｖ０を出力出
来る様な共振周波数ｆｎとなり、かつ共振電流ピーク値
Ｉｐを最少に出来る特性インピーダンスＺｎとなる様な
Ｌｒ、Ｃｒを決める。
スの値を変えて出力制御する方式においては、スイッチ
ング周波数を一定に出来る反面、入力範囲が広範な場合
は共振電流のピーク値が大きくなってしまう。例えば、
第８図はｋ倍の入力電圧変動に対してインダクタンスＬ
ｒを変えて出力電圧を制御した場合の特性図である。入
力電圧Ｖｉ＝Ｖi1の時に、必要な電力電圧Ｖ０を出力出
来る様な共振周波数ｆｎとなり、かつ共振電流ピーク値
Ｉｐを最少に出来る特性インピーダンスＺｎとなる様な
Ｌｒ、Ｃｒを決める。
出力電圧制御が行われていると、入力電圧Ｖｉが増加す
るにつれて、インダクタンスＬｒが小さくなり（共振周
波数ｆｎを大きくする為に）、特性インピーダンスＺｎ
は減少するので、共振電流ピーク値Ｉｐ（＝Ｖi1／Ｚ
ｎ）は増加していく。入力電圧Ｖi2（＝ｋＶi1）では、
共振周波数ｆｎはｋ倍（ｆn1→ｋｆn1）、特性インピー
ダンスＺｎは１／ｋ倍（Ｚｎ→Ｚｎ／ｋ）、共振電流ピ
ーク値Ｉｐはｋ２倍（Ｉp1→ｋ２Ｉp1）の変化が必要と
なる。従って、入力範囲ｋが大きいと、スイッチング素
子に大電流が流れ、スイッチング素子に掛るストレスが
大きくなり、広範な入力範囲に対応出来なくなるという
課題がある。
るにつれて、インダクタンスＬｒが小さくなり（共振周
波数ｆｎを大きくする為に）、特性インピーダンスＺｎ
は減少するので、共振電流ピーク値Ｉｐ（＝Ｖi1／Ｚ
ｎ）は増加していく。入力電圧Ｖi2（＝ｋＶi1）では、
共振周波数ｆｎはｋ倍（ｆn1→ｋｆn1）、特性インピー
ダンスＺｎは１／ｋ倍（Ｚｎ→Ｚｎ／ｋ）、共振電流ピ
ーク値Ｉｐはｋ２倍（Ｉp1→ｋ２Ｉp1）の変化が必要と
なる。従って、入力範囲ｋが大きいと、スイッチング素
子に大電流が流れ、スイッチング素子に掛るストレスが
大きくなり、広範な入力範囲に対応出来なくなるという
課題がある。
本発明は上記従来技術に示す課題を踏まえて成されたも
のであり、共振用インダクタンスの値を変えて出力制御
する方式の電流共振型コンバータであって、入力電圧が
変動しても、スイッチング素子に流れる電流のピーク値
が大きくならず、広範な入力電圧範囲にも対応する事の
出来る電流共振型コンバータを提供する事を目的とした
ものである。
のであり、共振用インダクタンスの値を変えて出力制御
する方式の電流共振型コンバータであって、入力電圧が
変動しても、スイッチング素子に流れる電流のピーク値
が大きくならず、広範な入力電圧範囲にも対応する事の
出来る電流共振型コンバータを提供する事を目的とした
ものである。
＜課題を解決するための手段＞ 上記課題を解決する為の本発明の構成は、入力電圧に関
連する信号が印加され、スイッチ手段と可変インダクタ
とコンデンサが直列に接続するＬＣ共振回路と、前記入
力電圧と第１の基準電圧とを比較して前記スイッチ手段
を制御するスイッチ制御回路と、前記コンデンサ両端の
電圧に基づく出力電圧と第２の基準電圧の差から前記可
変インダクタの制御電流を増減させる出力電圧制御回路
とを備え、制御電流で前記ＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させる事により、出力電圧を前記第２の基準電圧に
対応する一定値に制御し、かつ前記スイッチ制御回路が
前記第１の基準電圧より低い入力電圧の場合は共振を２
回以上行なわせ、前記第１の基準電圧より高い入力電圧
の場合は共振を１回行なわせる様に構成した事を特徴と
するものである。
連する信号が印加され、スイッチ手段と可変インダクタ
とコンデンサが直列に接続するＬＣ共振回路と、前記入
力電圧と第１の基準電圧とを比較して前記スイッチ手段
を制御するスイッチ制御回路と、前記コンデンサ両端の
電圧に基づく出力電圧と第２の基準電圧の差から前記可
変インダクタの制御電流を増減させる出力電圧制御回路
とを備え、制御電流で前記ＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させる事により、出力電圧を前記第２の基準電圧に
対応する一定値に制御し、かつ前記スイッチ制御回路が
前記第１の基準電圧より低い入力電圧の場合は共振を２
回以上行なわせ、前記第１の基準電圧より高い入力電圧
の場合は共振を１回行なわせる様に構成した事を特徴と
するものである。
＜作用＞ 本発明によると、共振用インダクタンスを考えて出力電
圧を制御する方式の電流共振型コンバータにおいて、低
い入力電圧の場合は共振を２回以上行い、高い入力電圧
の場合は共振を１回行う事により、入力電圧変動による
共振電流のピーク値の変化を小さくする事が出来るの
で、スイッチング素子のストレスが低減され、広い入力
電圧範囲にも対応する事が出来る。
圧を制御する方式の電流共振型コンバータにおいて、低
い入力電圧の場合は共振を２回以上行い、高い入力電圧
の場合は共振を１回行う事により、入力電圧変動による
共振電流のピーク値の変化を小さくする事が出来るの
で、スイッチング素子のストレスが低減され、広い入力
電圧範囲にも対応する事が出来る。
＜実施例＞ 以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図であり、ハーフブリッジ回路方式のもの
を示す。なお、本発明は、スイッチング素子に並列接続
されたダイオード等により、逆方向電流が流れる構成と
された全波形の電流共振型コンバータに関するものであ
り、これに対し、スイッチング素子の逆方向電流を直列
に接続されたダイオード等で阻止する構成とされた半波
形の電流共振型コンバータがある。
例を示す構成図であり、ハーフブリッジ回路方式のもの
を示す。なお、本発明は、スイッチング素子に並列接続
されたダイオード等により、逆方向電流が流れる構成と
された全波形の電流共振型コンバータに関するものであ
り、これに対し、スイッチング素子の逆方向電流を直列
に接続されたダイオード等で阻止する構成とされた半波
形の電流共振型コンバータがある。
第１図において、Ｖｉは入力電圧、１、２は入力電圧Ｖ
ｉを２分割する分割コンデンサ、３、４は入力電圧Ｖｉ
の両端に直列に接続するMOSFET等のスイッチング素子、
５、６はMOSFET３、４の寄生ダイオード、７、８はMOSF
ET３、４のゲート・ソース端子間に接続してMOSFET３、
４を駆動するゲートドライブ回路、９は分割コンデンサ
１、２の接続点にインダクタ用巻線の一端が接続する共
振用の可変インダクタ、１０はMOSFET３、４の接続点と
可変インダクタ９のインダクタ用巻線の他端に１次巻線
の両端が接続するトランス、１１はトランス１０の１次
巻線の両端に接続された共振用のコンデンサ、１２、１
３はトランス１０の２次巻線の両端にそれぞれアノード
側が接続する整流用ダイオード、１４は整流用ダイオー
ド１２、１３のカソード側にその一端が接続するチョー
クコイル、１５、１６はそれぞれチョークコイル１４の
他端とトランス１０の中点との間に接続するフィルタ用
コンデンサ及び負荷抵抗であり、１４、１５は出力フィ
ルタを構成する。１７、１８は負荷抵抗１６の両端の電
圧を分圧する分圧用抵抗、１９は第２の基準電圧、２０
は分圧用抵抗１７、１８による分圧出力と第２の基準電
圧１９との差をとり増幅する誤差増幅器、２１は負荷抵
抗１６の両端の電圧で駆動されるベース駆動回路、２２
はベース駆動回路２１の出力の電流増幅を行い可変イン
ダクタ９の制御巻線を駆動する電流制御用のトランジス
タであり、１７〜２２で出力電圧制御回路を構成してい
る。又、２３、２４は入力電圧Ｖｉを分圧する分圧用抵
抗、２５は第１の基準電圧、２６は分圧用抵抗２３、２
４による入力電圧Ｖｉの分圧出力と第１の基準電圧２５
との差をとり増幅する誤差増幅器、２７は誤差増幅器２
６の出力から入力電圧Ｖｉの大きさに対応して、共振回
数を決め、それに基づいてMOSFET３、４のスイッチング
のタイミングを制御するゲートドライブ制御回路であ
り、２３〜２７でスイッチ制御回路を構成している。
ｉを２分割する分割コンデンサ、３、４は入力電圧Ｖｉ
の両端に直列に接続するMOSFET等のスイッチング素子、
５、６はMOSFET３、４の寄生ダイオード、７、８はMOSF
ET３、４のゲート・ソース端子間に接続してMOSFET３、
４を駆動するゲートドライブ回路、９は分割コンデンサ
１、２の接続点にインダクタ用巻線の一端が接続する共
振用の可変インダクタ、１０はMOSFET３、４の接続点と
可変インダクタ９のインダクタ用巻線の他端に１次巻線
の両端が接続するトランス、１１はトランス１０の１次
巻線の両端に接続された共振用のコンデンサ、１２、１
３はトランス１０の２次巻線の両端にそれぞれアノード
側が接続する整流用ダイオード、１４は整流用ダイオー
ド１２、１３のカソード側にその一端が接続するチョー
クコイル、１５、１６はそれぞれチョークコイル１４の
他端とトランス１０の中点との間に接続するフィルタ用
コンデンサ及び負荷抵抗であり、１４、１５は出力フィ
ルタを構成する。１７、１８は負荷抵抗１６の両端の電
圧を分圧する分圧用抵抗、１９は第２の基準電圧、２０
は分圧用抵抗１７、１８による分圧出力と第２の基準電
圧１９との差をとり増幅する誤差増幅器、２１は負荷抵
抗１６の両端の電圧で駆動されるベース駆動回路、２２
はベース駆動回路２１の出力の電流増幅を行い可変イン
ダクタ９の制御巻線を駆動する電流制御用のトランジス
タであり、１７〜２２で出力電圧制御回路を構成してい
る。又、２３、２４は入力電圧Ｖｉを分圧する分圧用抵
抗、２５は第１の基準電圧、２６は分圧用抵抗２３、２
４による入力電圧Ｖｉの分圧出力と第１の基準電圧２５
との差をとり増幅する誤差増幅器、２７は誤差増幅器２
６の出力から入力電圧Ｖｉの大きさに対応して、共振回
数を決め、それに基づいてMOSFET３、４のスイッチング
のタイミングを制御するゲートドライブ制御回路であ
り、２３〜２７でスイッチ制御回路を構成している。
この様な構成の電流共振型コンバータの動作を以下に説
明する。まず、その基本動作を第２図の動作波形図を用
いて説明する。
明する。まず、その基本動作を第２図の動作波形図を用
いて説明する。
（Ｉ）Ｔ０≦ｔ≦Ｔ１の期間 時刻Ｔ０の直前では２つのMOSFET３、４は共にオフで、
２次側では整流ダイオード１２、１３を通って、負荷電
流Ｉ０が還流している。時刻T0でゲート・ソース電圧Ｖ
gs１によりMOSFET３がオンすると、ドレイン・ソース電
流Ｉds１はトランス１０の１次巻線及び可変インダクタ
９を通ってリニアに増加し、これが整流ダイオード１３
がオフするまで続く。
２次側では整流ダイオード１２、１３を通って、負荷電
流Ｉ０が還流している。時刻T0でゲート・ソース電圧Ｖ
gs１によりMOSFET３がオンすると、ドレイン・ソース電
流Ｉds１はトランス１０の１次巻線及び可変インダクタ
９を通ってリニアに増加し、これが整流ダイオード１３
がオフするまで続く。
（II）Ｔ１≦ｔ≦Ｔ２の期間 時刻Ｔ１で整流ダイオード１３が逆バイアスされてオフ
すると、共振用コンデンサ１１及び可変インダクタ９に
よる共振が開始される。
すると、共振用コンデンサ１１及び可変インダクタ９に
よる共振が開始される。
（III）Ｔ２≦ｔ≦Ｔ３の期間 共振電流ＩＬが負となり、MOSFET３の寄生ダイオード５
を通って入力側へ電力を回生する方向に電流が流れる。
この間にゲートソース電圧Ｖgs１によりMOSFET３をオフ
するので（ｔ＝Ｔａ）、MOSFET３に電流が流れていない
時にターンオフ出来（零電流スイッチング）、スイッチ
ングロスが生じない。この時、共振電流のピーク値は次
の様な条件を満たさなければならない。（零電流スイッ
チングの為の条件） Ｖｉ／Ｚｎ＝Ｉ０／Ｎ ただし、 Ｎ：トランス１０の巻数比 （IV）Ｔ３≦ｔ≦Ｔ４の期間 時刻Ｔ３において共振電流ＩＬは流れなくなるので、共
振用コンデンサ１１は整流ダイオード１３がオンするま
でリニアに放電を続け、時刻Ｔ４で放電を終わる。
を通って入力側へ電力を回生する方向に電流が流れる。
この間にゲートソース電圧Ｖgs１によりMOSFET３をオフ
するので（ｔ＝Ｔａ）、MOSFET３に電流が流れていない
時にターンオフ出来（零電流スイッチング）、スイッチ
ングロスが生じない。この時、共振電流のピーク値は次
の様な条件を満たさなければならない。（零電流スイッ
チングの為の条件） Ｖｉ／Ｚｎ＝Ｉ０／Ｎ ただし、 Ｎ：トランス１０の巻数比 （IV）Ｔ３≦ｔ≦Ｔ４の期間 時刻Ｔ３において共振電流ＩＬは流れなくなるので、共
振用コンデンサ１１は整流ダイオード１３がオンするま
でリニアに放電を続け、時刻Ｔ４で放電を終わる。
Ｔ１≦ｔ≦Ｔ３の期間では、２次側では整流ダイオード
１２だけが順方向バイアスされてオンしている。
１２だけが順方向バイアスされてオンしている。
この後、MOSFET４がターンオンする場合も上記と同様の
動作をするが、可変インダクタ９を流れる共振電流ＩＬ
の方向がMOSFET３とは逆になる。この様にMOSFET３と４
とが交互にオンしながら入力エネルギを２次側へ送って
いく。
動作をするが、可変インダクタ９を流れる共振電流ＩＬ
の方向がMOSFET３とは逆になる。この様にMOSFET３と４
とが交互にオンしながら入力エネルギを２次側へ送って
いく。
次に、可変インダクタによる出力電圧制御について、第
１図及び、第３図に示す入力電圧変動に対応する共振波
形の比較図を用いて説明する。
１図及び、第３図に示す入力電圧変動に対応する共振波
形の比較図を用いて説明する。
第３図に示す様に、入力電圧Ｖi2で動作している時（第
３図（イ））に、入力電圧がＶi1（Ｖi2＝ｋＶi1、ｋ＞
１）に下がった（第３図（ロ））とすると、入出力電圧
比とｆｓ／ｆｎの関係は前記式より、 Ｖ０＝（ｆｓ／ｆｎ）Ｖｉ ただし、 であるから、その直後に出力電圧Ｖ０も低下する。出力
電圧Ｖ０が低下すると、誤差増幅器２０の負入力は第２
の基準電圧１９より小さくなり、誤差増幅器２０の出力
は正となる。ベース駆動回路２１と電流制御用トランジ
スタ２２は、誤差増幅器２０の出力が正の時、制御電流
Ｉctが小さくなる様に構成している為、可変インダクタ
９のインダクタンスＬｒは増加する。即ち、入力電圧Ｖ
i1の時の可変インダクタ９のインダクタンスをＬr1、入
力電圧Ｖi2の時のインダクタンスをＬr2とすると、特性
インピーダンスＺｎと共振周波数ｆｎと共振電流ＩＬの
ピーク値Ｉｐは、それぞれ次式で表わされる。
３図（イ））に、入力電圧がＶi1（Ｖi2＝ｋＶi1、ｋ＞
１）に下がった（第３図（ロ））とすると、入出力電圧
比とｆｓ／ｆｎの関係は前記式より、 Ｖ０＝（ｆｓ／ｆｎ）Ｖｉ ただし、 であるから、その直後に出力電圧Ｖ０も低下する。出力
電圧Ｖ０が低下すると、誤差増幅器２０の負入力は第２
の基準電圧１９より小さくなり、誤差増幅器２０の出力
は正となる。ベース駆動回路２１と電流制御用トランジ
スタ２２は、誤差増幅器２０の出力が正の時、制御電流
Ｉctが小さくなる様に構成している為、可変インダクタ
９のインダクタンスＬｒは増加する。即ち、入力電圧Ｖ
i1の時の可変インダクタ９のインダクタンスをＬr1、入
力電圧Ｖi2の時のインダクタンスをＬr2とすると、特性
インピーダンスＺｎと共振周波数ｆｎと共振電流ＩＬの
ピーク値Ｉｐは、それぞれ次式で表わされる。
（入力電圧Ｖi1の時） Ｉp1＝Ｖi1／Ｚn1 …−１ （入力電圧Ｖi2の時） Ｉp2＝Ｖi2／Ｚn2＝ｋ２・Ｉp1 …−２ ただし、Ｌr2＝（１／ｋ２）Ｌr1、Ｖi2＝ｋＶi1、ｋ＞
Ｏである。
Ｏである。
又、入力電圧変動前後の出力電圧は次式となる。
（変動前） Ｖo2＝（ｆｓ／ｆn2）Ｖi2 …−１ （変動後） Ｖo1＝（ｆｓ／ｆn1）Ｖi1 …−２ ただし、Ｖi2＝ｋＶi1、ｆsは一定 従って、入力電圧がＶi2からＶi1へ減少すると、可変イ
ンダクタのインダクタンスＬr1へ増加する為、共振周波
数はｆn1へ下っていき、出力電圧がＶo1＝02となった時
点で安定する。この様に、可変インダクタを制御する事
により、入力変動に対して、出力電圧を一定に保つ事が
出来る。
ンダクタのインダクタンスＬr1へ増加する為、共振周波
数はｆn1へ下っていき、出力電圧がＶo1＝02となった時
点で安定する。この様に、可変インダクタを制御する事
により、入力変動に対して、出力電圧を一定に保つ事が
出来る。
次に、入力範囲が２倍の場合における共振電流ピーク値
を低減させるスイッチ制御回路（第１図中２３〜２７）
の動作を第４図を用いて説明する。なお、入力電圧Ｖｉ
の範囲は、Ｖi1≦Ｖｉ≦Ｖi2、Ｖi2＝２Ｖi1とする。入
力電圧Ｖｉを分圧用抵抗２３、２４により分圧し、誤差
増幅器２６にて、前記分圧出力と第１の基準電圧２５と
の差をとり増幅する。その出力が、 の範囲であるか、 の範囲であるかを判定する。
を低減させるスイッチ制御回路（第１図中２３〜２７）
の動作を第４図を用いて説明する。なお、入力電圧Ｖｉ
の範囲は、Ｖi1≦Ｖｉ≦Ｖi2、Ｖi2＝２Ｖi1とする。入
力電圧Ｖｉを分圧用抵抗２３、２４により分圧し、誤差
増幅器２６にて、前記分圧出力と第１の基準電圧２５と
の差をとり増幅する。その出力が、 の範囲であるか、 の範囲であるかを判定する。
の範囲であれば、第４図（イ）及び（ロ）に示す様に、
スイッチング１周期中に共振を２回行わせる様に、ゲー
トドライブ制御回路２７はMOSFET３、４のゲートドライ
ブ回路７、８に指令を出す。一方、 の範囲であれば、第４図（ハ）及び（ニ）に示す様に、
共振を１回行う様に指令を出す。
スイッチング１周期中に共振を２回行わせる様に、ゲー
トドライブ制御回路２７はMOSFET３、４のゲートドライ
ブ回路７、８に指令を出す。一方、 の範囲であれば、第４図（ハ）及び（ニ）に示す様に、
共振を１回行う様に指令を出す。
仮に、従来の様に１回の共振で全入力範囲をカバーしよ
うとすると、第５図に示すａ（点線）の様に共振電流Ｉ
ｐは４倍の変動範囲を必要とする。従って、MOSFETには
少なくともＩoMAX＋４Ｉp1の電流が流れてしまう。これ
に対し、第１図の装置によれば、入力範囲を２つのレン
ジに分け、両方のレンジにおいて、ピーク電流を小さく
出来る様な特性インピーダンスＺｎを設計出来る為、第
５図に示すｂ（実線）及びｃの様に、電流ピーク値を低
減する事がある。即ち、前記式より、スイッチング周
波数ｆｓ、出力電圧Ｖ０及び入力範囲ｋが決定すると、
必要な共振周波数ｆｎの範囲が第６図ａ（点線）の様に
求まる。第６図のａは、１回の共振で全入力範囲をカバ
ーする場合、入力電圧Ｖi1〜２Ｖi1（入出力電圧比Ｖ０
／Ｖi1〜Ｖ０／２Ｖi1）に対して共振周波数ｆn1〜２ｆ
n1が必要となる事を示す。一方、前記式は下記の様に
表わされ、 Ｖ０／Ｖｉ＝ｆｓ／ｆｎ＝Ｔｎ／Ｔｓ ただし、Ｔｎ＝１／ｆｎ、Ｔｓ＝１／ｆｓ 入出力比はスイッチング周期Ｔｓと共振電流の通電期間
Ｔｎの時比率で決定される。従って、第７図に示す様
に、Ｔｓ期間中にｆn1の共振を１回行う場合（イ図）
と、２ｆn1の共振を２回行なわせる場合（ロ図）とは等
価であり、Ｖ０／Ｖｉは等しくなる（ｆｓ／ｆｎ１＝ｆ
ｓ／２／２ｆn1）。従 にする事により、所望の入出力電圧比Ｖ０／２Ｖi1〜Ｖ
０／Ｖi1が得られる事が解る。
うとすると、第５図に示すａ（点線）の様に共振電流Ｉ
ｐは４倍の変動範囲を必要とする。従って、MOSFETには
少なくともＩoMAX＋４Ｉp1の電流が流れてしまう。これ
に対し、第１図の装置によれば、入力範囲を２つのレン
ジに分け、両方のレンジにおいて、ピーク電流を小さく
出来る様な特性インピーダンスＺｎを設計出来る為、第
５図に示すｂ（実線）及びｃの様に、電流ピーク値を低
減する事がある。即ち、前記式より、スイッチング周
波数ｆｓ、出力電圧Ｖ０及び入力範囲ｋが決定すると、
必要な共振周波数ｆｎの範囲が第６図ａ（点線）の様に
求まる。第６図のａは、１回の共振で全入力範囲をカバ
ーする場合、入力電圧Ｖi1〜２Ｖi1（入出力電圧比Ｖ０
／Ｖi1〜Ｖ０／２Ｖi1）に対して共振周波数ｆn1〜２ｆ
n1が必要となる事を示す。一方、前記式は下記の様に
表わされ、 Ｖ０／Ｖｉ＝ｆｓ／ｆｎ＝Ｔｎ／Ｔｓ ただし、Ｔｎ＝１／ｆｎ、Ｔｓ＝１／ｆｓ 入出力比はスイッチング周期Ｔｓと共振電流の通電期間
Ｔｎの時比率で決定される。従って、第７図に示す様
に、Ｔｓ期間中にｆn1の共振を１回行う場合（イ図）
と、２ｆn1の共振を２回行なわせる場合（ロ図）とは等
価であり、Ｖ０／Ｖｉは等しくなる（ｆｓ／ｆｎ１＝ｆ
ｓ／２／２ｆn1）。従 にする事により、所望の入出力電圧比Ｖ０／２Ｖi1〜Ｖ
０／Ｖi1が得られる事が解る。
２回共振させた場合の入力電圧Ｖi1及び １回共振させた場合の入力電圧 及び２Ｖi1における特性インピーダンスＺｎ、共振ピー
ク電流Ｉｐ、MOSFETを流れる電流ＩLのピーク値の計算
式を求める。ただし、入力電圧 において、MOSFETのオン、オフ時間、ゲートドライブ回
路と制御回路の遅れ時間等を考慮して、回生電流が最も
小さくなる様に特性インピーダンスを設計し、その値を
Ｚａとする。
ク電流Ｉｐ、MOSFETを流れる電流ＩLのピーク値の計算
式を求める。ただし、入力電圧 において、MOSFETのオン、オフ時間、ゲートドライブ回
路と制御回路の遅れ時間等を考慮して、回生電流が最も
小さくなる様に特性インピーダンスを設計し、その値を
Ｚａとする。
となり、共振ピーク電流Ｉｐの値は、どちらの入力レン
ジにおいても、Ｉp1〜２Ｉp1となり、２倍の変化範囲に
収める事が出来る。実際は、２回目の共振が１回目より
僅かに減衰するので、減衰分の入力エネルギを補充する
分だけ共振ピーク電流Ｉｐが少し大きくなるが、１回の
共振で全入力をカバーするよりは遥かに少ない共振ピー
ク電流Ｉｐですむ事になる。
ジにおいても、Ｉp1〜２Ｉp1となり、２倍の変化範囲に
収める事が出来る。実際は、２回目の共振が１回目より
僅かに減衰するので、減衰分の入力エネルギを補充する
分だけ共振ピーク電流Ｉｐが少し大きくなるが、１回の
共振で全入力をカバーするよりは遥かに少ない共振ピー
ク電流Ｉｐですむ事になる。
なお、上記実施例では入力範囲が２倍の場合について説
明したが、任意の入力範囲においても、２回共振を用い
て入力レンジを２分する事により、共振ピーク電流を低
減する事が出来る。
明したが、任意の入力範囲においても、２回共振を用い
て入力レンジを２分する事により、共振ピーク電流を低
減する事が出来る。
又、上記実施例においては、入力レンジ１（共振１
回）、入力レンジ２（共振２回）の２つのレンジで共振
電流を低減させる例を示したが、一般には入力電圧範囲
に応じて任意のｎ個のレンジ （共振ｎ回）を設定する事が出来る。
回）、入力レンジ２（共振２回）の２つのレンジで共振
電流を低減させる例を示したが、一般には入力電圧範囲
に応じて任意のｎ個のレンジ （共振ｎ回）を設定する事が出来る。
又、上記実施例で例示したスイッチング素子はMOSFETに
限定されるものではない。
限定されるものではない。
＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明した様に、本発明によ
れば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧を
一定値に制御する事が出来ると共に、入力電圧変動によ
る共振電流のピーク値の変化を小さくする事が出来るの
で、スイッチング素子のストレスが軽減され、広い入力
電圧範囲にも対応する事が出来る電流共振型コンバータ
を実現する事が出来る。
れば、スイッチング周波数が一定のままで、出力電圧を
一定値に制御する事が出来ると共に、入力電圧変動によ
る共振電流のピーク値の変化を小さくする事が出来るの
で、スイッチング素子のストレスが軽減され、広い入力
電圧範囲にも対応する事が出来る電流共振型コンバータ
を実現する事が出来る。
第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図、第２図は第１図装置の動作を説明する
為の動作波形図、第３図は入力電圧変動に対応する共振
波形の比較図、第４図は第１図装置により共振電流ピー
ク値が低減する様子を示す共振波形図、第５図は第１図
装置における入力電圧と共振周波数及び共振電流ピーク
値の関係を示す特性図、第６図は入力範囲が２倍の場合
の入出力電圧比と共振周波数の関係を示す特性図、第７
図は２回共振の場合のスイッチング周波数と共振周波数
の関係を示す図、第８図は従来の電流共振型コンバータ
において、ｋ倍の入力電圧変動に対してインダクタンス
Ｌｒを変えて出力電圧を制御した場合の特性図である。 ９…共振用可変インダクタ、１１…共振用コンデンサ、
１７、１８、２３、２４…分圧用抵抗、１９…第２の基
準電圧、２０、２６…誤差増幅器、２１…ベース駆動回
路、２２…電流制御用トランジスタ、２５…第１の基準
電圧、２７…ゲートドライブ制御回路、Ｖｉ…入力電
圧、Ｖ０…出力電圧。
例を示す構成図、第２図は第１図装置の動作を説明する
為の動作波形図、第３図は入力電圧変動に対応する共振
波形の比較図、第４図は第１図装置により共振電流ピー
ク値が低減する様子を示す共振波形図、第５図は第１図
装置における入力電圧と共振周波数及び共振電流ピーク
値の関係を示す特性図、第６図は入力範囲が２倍の場合
の入出力電圧比と共振周波数の関係を示す特性図、第７
図は２回共振の場合のスイッチング周波数と共振周波数
の関係を示す図、第８図は従来の電流共振型コンバータ
において、ｋ倍の入力電圧変動に対してインダクタンス
Ｌｒを変えて出力電圧を制御した場合の特性図である。 ９…共振用可変インダクタ、１１…共振用コンデンサ、
１７、１８、２３、２４…分圧用抵抗、１９…第２の基
準電圧、２０、２６…誤差増幅器、２１…ベース駆動回
路、２２…電流制御用トランジスタ、２５…第１の基準
電圧、２７…ゲートドライブ制御回路、Ｖｉ…入力電
圧、Ｖ０…出力電圧。
Claims (1)
- 【請求項１】入力直流電源にスイッチ素子，可変インダ
クタとコンデンサから成るＬＣ共振回路，整流回路及び
平滑回路を備え、この平滑回路より出力電圧を得るよう
にした不連続モードの電流共振形コンバータにおいて、 動作時の前記入力直流電圧を検出してその電圧が予め区
分された入力電圧レンジの内のどのレンジに入るかを判
定する回路と、その判定結果に従って前記スイッチ素子
のオン時間を切り換えることにより前記入力直流電圧の
値に応じてスイッチングの１周期中の共振回数を変える
制御手段と、前記出力電圧と基準電圧の差から前記可変
インダクタの制御電流を増減させて前記ＬＣ共振回路の
共振周波数を変化させることにより前記出力電圧を前記
基準電圧に対応する一定値に制御する出力電圧制御回路
とを備えたことを特徴とする電流共振形コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17708789A JPH067745B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 電流共振型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17708789A JPH067745B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 電流共振型コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0345161A JPH0345161A (ja) | 1991-02-26 |
| JPH067745B2 true JPH067745B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=16024903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17708789A Expired - Lifetime JPH067745B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 電流共振型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH067745B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3006289U (ja) * | 1994-03-14 | 1995-01-24 | 有限会社フジヤス産業 | 整味又は嗜好飲料バッグ |
| JP3008313U (ja) * | 1994-03-11 | 1995-03-14 | 伸五 横田 | 米飯風味改善パック |
| JPH0739720U (ja) * | 1993-12-28 | 1995-07-18 | 日の丸燃料工業株式会社 | 炭収容器具 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0759148B2 (ja) * | 1991-03-06 | 1995-06-21 | 東洋電機製造株式会社 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
-
1989
- 1989-07-11 JP JP17708789A patent/JPH067745B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｊｏｖａｎｖｉ▲ｃ▼，Ｌｅｅ，Ｃｈｅｎ"ＡＺＥＲＯ−ＣＵＲＲＥＮＴ−ＳＷＩＴＣＨＥＤＯＦＦ−ＬＩＮＥＱＵＡＳＩ−ＲＥＳＯＮＡＮＴＣＯＮＶＥＲＴＥＲＷＩＴＨＲＥＤＵＣＥＤＦＲＥＱＵＥＮＣＹＲＡＮＧＥ"ＨＦＰＣ・ＭＡＹ１９８８ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳｐ．１５−２４ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0739720U (ja) * | 1993-12-28 | 1995-07-18 | 日の丸燃料工業株式会社 | 炭収容器具 |
| JP3008313U (ja) * | 1994-03-11 | 1995-03-14 | 伸五 横田 | 米飯風味改善パック |
| JP3006289U (ja) * | 1994-03-14 | 1995-01-24 | 有限会社フジヤス産業 | 整味又は嗜好飲料バッグ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0345161A (ja) | 1991-02-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6549436B1 (en) | Integrated magnetic converter circuit and method with improved filtering | |
| KR100398565B1 (ko) | 플라이백변환기 | |
| US8063507B2 (en) | Multiple output switching power source apparatus | |
| EP0602835A1 (en) | Voltage control circuits | |
| EP0567257A2 (en) | Drive circuit for power switches of a zero-voltage switching power converter | |
| US20020054498A1 (en) | Switching power supply unit | |
| EP0418492A2 (en) | Switching power supply | |
| JP2002101655A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US20040130913A1 (en) | Switching voltage regulator for switch mode power supply with planar transformer | |
| US5870291A (en) | Asymmetrical half-bridge converter having adjustable parasitic resistances to offset output voltage DC bias | |
| JP3402361B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH07322613A (ja) | 電圧共振コンバータ | |
| JP2513381B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH067745B2 (ja) | 電流共振型コンバータ | |
| JPH07327366A (ja) | 電源装置 | |
| JP2720569B2 (ja) | スイッチング型定電圧電源 | |
| JP3428008B2 (ja) | スイッチング電源装置の出力電圧検出回路 | |
| JP3354454B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2604302Y2 (ja) | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3022620B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08168244A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH067746B2 (ja) | 電圧共振型スイッチング電源 | |
| JPH0739149A (ja) | 電圧共振コンバータ用整流平滑回路 | |
| JPH0646561A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3490327B2 (ja) | スイッチング電源装置 |