JPH0687663B2 - 高周波リンク変換装置 - Google Patents
高周波リンク変換装置Info
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- JPH0687663B2 JPH0687663B2 JP24594088A JP24594088A JPH0687663B2 JP H0687663 B2 JPH0687663 B2 JP H0687663B2 JP 24594088 A JP24594088 A JP 24594088A JP 24594088 A JP24594088 A JP 24594088A JP H0687663 B2 JPH0687663 B2 JP H0687663B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は高周波電源となる進相コンデンサの電圧を利用
して自然転流させる高周波リンク変換装置に関する。
して自然転流させる高周波リンク変換装置に関する。
（従来上の技術分野） 第９図は、従来の高周波リンクを有する電力変換装置の
構成図を示すものである。
構成図を示すものである。
図中、SUPは３相交流電源、LSは交流リアクトル、CC-1
は第１のサイクロコンバータ、CC-2は第２のサイクロコ
ンバータ、CAPは高周波進相コンデンサ、Tr1,Tr2は高周
波絶縁トランス、IMは誘導電動機を各々示す。
は第１のサイクロコンバータ、CC-2は第２のサイクロコ
ンバータ、CAPは高周波進相コンデンサ、Tr1,Tr2は高周
波絶縁トランス、IMは誘導電動機を各々示す。
また、制御回路として、電流検出器CTS,CTL、電圧検出
器PTS,PTcap、回転速度検出器PG、整流回路Ｄ、電圧制
御回路AVR、入力電流制御回路ACR1、位相制御回路PHC1,
PHC2、外部発振器OSC、速度制御回路SPC、出力電流制御
回路ACR2が用意されている。
器PTS,PTcap、回転速度検出器PG、整流回路Ｄ、電圧制
御回路AVR、入力電流制御回路ACR1、位相制御回路PHC1,
PHC2、外部発振器OSC、速度制御回路SPC、出力電流制御
回路ACR2が用意されている。
以下、その動作を簡単に説明する。
第１のサイクロコンバータCC-1は、進相コンデンサCAP
に印加される電圧の波高値Vcapがほぼ一定になるように
電源SUPから供給される電流ISを制御する。
に印加される電圧の波高値Vcapがほぼ一定になるように
電源SUPから供給される電流ISを制御する。
すなわち、電圧検出器PTcap及び整流回路Ｄを介して、
進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcapを検出し、電圧制
御回路AVRに入力する。AVRでは、当該電圧検出値Vcapと
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差を増幅して、
入力電流ISの波高値指令▲Ｉ* Sm▼を作る。当該波高値
指令▲Ｉ* Sm▼に電源電圧VSに同期した単位正弦波simω
Stを乗じ、入力電流指令値▲Ｉ* S▼＝▲Ｉ* Sm▼・simω
Stを作り、次の電流制御回路ACR1に入力する。
進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcapを検出し、電圧制
御回路AVRに入力する。AVRでは、当該電圧検出値Vcapと
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差を増幅して、
入力電流ISの波高値指令▲Ｉ* Sm▼を作る。当該波高値
指令▲Ｉ* Sm▼に電源電圧VSに同期した単位正弦波simω
Stを乗じ、入力電流指令値▲Ｉ* S▼＝▲Ｉ* Sm▼・simω
Stを作り、次の電流制御回路ACR1に入力する。
ACR1では、電流検出器CTSによって検出された入力電流I
Sと、上記指令値▲Ｉ* S▼を比較し、その偏差を増幅
し、第１のサイクロコンバータCC-1の位相制御回路PHC1
に入力する。このとき位相制御回路PHC1の３相基準電圧
ea,eb,ecは、外部発振器OSCによって与えられる。
Sと、上記指令値▲Ｉ* S▼を比較し、その偏差を増幅
し、第１のサイクロコンバータCC-1の位相制御回路PHC1
に入力する。このとき位相制御回路PHC1の３相基準電圧
ea,eb,ecは、外部発振器OSCによって与えられる。
▲Ｖ* cap▼＞Vcapとなった場合、入力電流ISが増加し、
有効電力Piが電源SUPから、進相コンデンサCAPに供給さ
れ、その分エネルギーが蓄積されて、Vcapを増大させ
る。逆に、▲Ｖ* cap▼＜Vcapとなつた場合、有効電力Pi
が負の値となり、進相コンデンサCAPに蓄えられたエネ
ルギーが電源SUPに回生され、Vcapは減少する。すなわ
ち、常に、Vcap≒▲Ｖ* cap▼となるように制御される。
有効電力Piが電源SUPから、進相コンデンサCAPに供給さ
れ、その分エネルギーが蓄積されて、Vcapを増大させ
る。逆に、▲Ｖ* cap▼＜Vcapとなつた場合、有効電力Pi
が負の値となり、進相コンデンサCAPに蓄えられたエネ
ルギーが電源SUPに回生され、Vcapは減少する。すなわ
ち、常に、Vcap≒▲Ｖ* cap▼となるように制御される。
このとき、入力電流ISは電源電圧VSと同相の正弦波に制
御されるので、入力力率は常に１となり、しかも高調波
成分がきわめて小さくなる特長がある。
御されるので、入力力率は常に１となり、しかも高調波
成分がきわめて小さくなる特長がある。
第２のサイクロコンバータCC-2は、誘導電動機IMに可変
電圧可変周波数の正弦波電源ILを供給するもので、電動
機IMを可変速運転することができる。以下、その動作を
簡単に説明する。
電圧可変周波数の正弦波電源ILを供給するもので、電動
機IMを可変速運転することができる。以下、その動作を
簡単に説明する。
すなわち、PGによって電動機IMの回転速度ωｒを検出
し、速度制御回路SPCに入力する。SPCでは、当該速度検
出値ωｒとその指令値▲ω* r▼を比較し、その偏差に応
じて、電動機IMに供給する電流ILの振幅ILm,位相θ及び
周波数ωｅを決定し、その指令値▲Ｉ* L▼を作る。
し、速度制御回路SPCに入力する。SPCでは、当該速度検
出値ωｒとその指令値▲ω* r▼を比較し、その偏差に応
じて、電動機IMに供給する電流ILの振幅ILm,位相θ及び
周波数ωｅを決定し、その指令値▲Ｉ* L▼を作る。
出力電流制御回路ACR2では、電流検出器CTLによって検
出された出力電流ILと、上記指令値▲Ｉ* L▼を比較し、
その偏差を増幅して、第２のサイクロコンバータCC-2の
位相制御回路PHC2に入力する。このとき、位相制御回路
PHC2の３相基準電圧ea,eb,ecは外部発振器OSCによって
与えられる。
出された出力電流ILと、上記指令値▲Ｉ* L▼を比較し、
その偏差を増幅して、第２のサイクロコンバータCC-2の
位相制御回路PHC2に入力する。このとき、位相制御回路
PHC2の３相基準電圧ea,eb,ecは外部発振器OSCによって
与えられる。
CC-2の出力電流ILはその指令値▲Ｉ* L▼に一致するよう
に制御されかつ、その結果、電動機IMの回転速度ωｒ
は、その指令値▲ω* r▼に一致するように制御される。
に制御されかつ、その結果、電動機IMの回転速度ωｒ
は、その指令値▲ω* r▼に一致するように制御される。
第１又は第２のサイクロコンバータのうち、少なくとも
一方を循環電流式サイクロコンバータとしておくことに
より、前記進相コンデンサCAPに印加される電圧Va,Vb,V
cの周波数capと位相を前記外部発振器OSCの出力信号e
a,eb,ecの周波数Ｃと位相に一致させることができ
る。
一方を循環電流式サイクロコンバータとしておくことに
より、前記進相コンデンサCAPに印加される電圧Va,Vb,V
cの周波数capと位相を前記外部発振器OSCの出力信号e
a,eb,ecの周波数Ｃと位相に一致させることができ
る。
その動作を簡単に説明すると次のようになる。
すなわち、位相制御回路PHC1,PHC2の基準電圧ea,eb,ec
より、進相コンデンサCAPの電圧Va,Vb,Vcの位相が遅れ
た場合（又は周波数capがＣより低くなった場
合）、サイクロコンバータCC-1及びCC-2の点弧位相角α
が小さくなり、その分だけ、サイクロコンバータの循環
電流I0を増大させる方向に働く。サイクロコンバータCC
-1及びCC-2は進相コンデンサCAP側から見た場合、常
に、遅れ無効電力を消費する等価リアクタンスLCCと考
えることができる。しかもサイクロコンバータの循環電
流I0は上記遅れ無効電力を増加させる役目をはたし、等
価リアクタンスLCCを減少させる。故に、進相コンデン
サCAPと等価リアクタンスLCCの共振周波数capは となり、capを増加させる。従ってVa,Vb,Vcの位相が
進んできて、前記基準電圧ea,eb,ccに一致する。
より、進相コンデンサCAPの電圧Va,Vb,Vcの位相が遅れ
た場合（又は周波数capがＣより低くなった場
合）、サイクロコンバータCC-1及びCC-2の点弧位相角α
が小さくなり、その分だけ、サイクロコンバータの循環
電流I0を増大させる方向に働く。サイクロコンバータCC
-1及びCC-2は進相コンデンサCAP側から見た場合、常
に、遅れ無効電力を消費する等価リアクタンスLCCと考
えることができる。しかもサイクロコンバータの循環電
流I0は上記遅れ無効電力を増加させる役目をはたし、等
価リアクタンスLCCを減少させる。故に、進相コンデン
サCAPと等価リアクタンスLCCの共振周波数capは となり、capを増加させる。従ってVa,Vb,Vcの位相が
進んできて、前記基準電圧ea,eb,ccに一致する。
Va,Vb,Vcの位相が進みすぎた場合は逆の動作を経て、や
はりea,eb,ecと一致するようになる。
はりea,eb,ecと一致するようになる。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来の周波数リンクを有する電力変換装置は、電源
から供給される入力電流ISは電流電圧VSと同相の正弦波
に制御することができ、入力力率＝１でしかも高調波成
分の少ない入力電流とすることができる。また、電動機
IMに供給される電流は正弦波に制御され、トルクリップ
ルの少ない運転が可能となる。さらに、出力周波数０
は進相コンデンサCAPに印加される電圧の周波数cap程
度まで高めることが可能となり、電動機IMに、０〜数百
Hzの電流を供給することができる。すなわち、超高速の
交流可変速電動機を駆動することができる特長を有す
る。
から供給される入力電流ISは電流電圧VSと同相の正弦波
に制御することができ、入力力率＝１でしかも高調波成
分の少ない入力電流とすることができる。また、電動機
IMに供給される電流は正弦波に制御され、トルクリップ
ルの少ない運転が可能となる。さらに、出力周波数０
は進相コンデンサCAPに印加される電圧の周波数cap程
度まで高めることが可能となり、電動機IMに、０〜数百
Hzの電流を供給することができる。すなわち、超高速の
交流可変速電動機を駆動することができる特長を有す
る。
しかも、変換器を構成するサイクロコンバータCC-1及び
CC-2は、高周波無効電力源である進相コンデンサCAPの
電圧を利用して、自然転流させているため、大容量化が
極めて簡単に行なえる特長を有する。
CC-2は、高周波無効電力源である進相コンデンサCAPの
電圧を利用して、自然転流させているため、大容量化が
極めて簡単に行なえる特長を有する。
しかし、このような従来の電力変換装置は、次のような
問題点がある。
問題点がある。
すなわち、交流リアクトルLSやサイクロコンバータの循
環電流の脈動を抑制する直流リアクトルL0の容量を小さ
くするため、さらには、出力周波数の上限値を高めるた
め、第１及び第２のサイクロコンバータの制御相数（制
御パルス数）を増やす必要があり、そのために、当該サ
イクロコンバータの入力側（高周波側）に絶縁トランス
Tr1及びTr2が必要となる。
環電流の脈動を抑制する直流リアクトルL0の容量を小さ
くするため、さらには、出力周波数の上限値を高めるた
め、第１及び第２のサイクロコンバータの制御相数（制
御パルス数）を増やす必要があり、そのために、当該サ
イクロコンバータの入力側（高周波側）に絶縁トランス
Tr1及びTr2が必要となる。
当該絶縁トランスTr1及びTr2の容量は、進相コンデンサ
CAPの容量に匹敵するほどのものであり、装置のコスト
を高くする原因の１つになっていた。また、高周波トラ
ンスであるため、製作が難しく、いきおい、損失の大き
なものとなり、装置の運転効率を下げる結果となってい
た。特に、軽負荷時でも進相コンデンサCAPの進み無効
電力を打ち消す、遅れ無効電力をサイクロコンバータが
消費するため、トランスに流れる電流は減少させず非常
に効率の悪い運転をよぎなくさせられていた。
CAPの容量に匹敵するほどのものであり、装置のコスト
を高くする原因の１つになっていた。また、高周波トラ
ンスであるため、製作が難しく、いきおい、損失の大き
なものとなり、装置の運転効率を下げる結果となってい
た。特に、軽負荷時でも進相コンデンサCAPの進み無効
電力を打ち消す、遅れ無効電力をサイクロコンバータが
消費するため、トランスに流れる電流は減少させず非常
に効率の悪い運転をよぎなくさせられていた。
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、高周波
絶縁トランスの容量を低減させ、装置の運転効率、特に
軽負荷時の運転効率を向上させた高周波リンク変換装置
を提供することを目的とする。
絶縁トランスの容量を低減させ、装置の運転効率、特に
軽負荷時の運転効率を向上させた高周波リンク変換装置
を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は電力源と、該電
力源に出力側端子が接続された第１のサイクロコンバー
タと、負荷装置と、該負荷装置に出力側端子が接続され
た第２のサイクロコンバータと、上記第１及び第２のサ
イクロコンバータを構成する各コンバータ毎にその入力
側端子に接続された高周波進相コンデンサと、前記第１
及び第２のサイクロコンバータを構成するコンバータの
数だけ巻線数を有し、当該各コンバータの入力側端子を
結合する高周波絶縁トランスとを具備している。
力源に出力側端子が接続された第１のサイクロコンバー
タと、負荷装置と、該負荷装置に出力側端子が接続され
た第２のサイクロコンバータと、上記第１及び第２のサ
イクロコンバータを構成する各コンバータ毎にその入力
側端子に接続された高周波進相コンデンサと、前記第１
及び第２のサイクロコンバータを構成するコンバータの
数だけ巻線数を有し、当該各コンバータの入力側端子を
結合する高周波絶縁トランスとを具備している。
（作用） 第１のサイクロコンバータは分割された進相コンデンサ
に印加される電圧の波高値がほぼ一定になるように電力
源（直流又は交流電源）から供給される電流の大きさを
制御する。交流電源の場合当該電源から供給される電流
を電源電圧と同相の正弦波に制御することにより、入力
力率＝１で高調波成分の少ない運転ができる。
に印加される電圧の波高値がほぼ一定になるように電力
源（直流又は交流電源）から供給される電流の大きさを
制御する。交流電源の場合当該電源から供給される電流
を電源電圧と同相の正弦波に制御することにより、入力
力率＝１で高調波成分の少ない運転ができる。
第２のサイクロコンバータは、交流電動機等の負荷に可
変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。
変電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。
高周波進相コンデンサは第１及び第２のサイクロコンバ
ータを構成するコンバータの数だけ分割され各コンバー
タの入力側端子毎に接続される。前記第１及び第２のサ
イクロコンバータは当該高周波進相コンデンサに印加さ
れる電圧を利用して自然転流する。
ータを構成するコンバータの数だけ分割され各コンバー
タの入力側端子毎に接続される。前記第１及び第２のサ
イクロコンバータは当該高周波進相コンデンサに印加さ
れる電圧を利用して自然転流する。
また高周波絶縁トランスは前記複数に分割された高周波
進相コンデンサを結合させるもので、前記第１及び第２
のサイクロコンバータを構成するコンバータ数だけ巻線
数を有する。すなわち、従来の高周波絶縁トランスの１
次巻線を省略し、２次巻線同志を直接直合させている。
進相コンデンサを結合させるもので、前記第１及び第２
のサイクロコンバータを構成するコンバータ数だけ巻線
数を有する。すなわち、従来の高周波絶縁トランスの１
次巻線を省略し、２次巻線同志を直接直合させている。
各コンバータ毎に接続された進相コンデンサに印加され
る電圧は、当該コンバータの位相制御回路に与えられる
基準電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相
に一致する。各コンバータは同一の基準電圧を用いて位
相制御するため、前記複数組に分割された進相コンデン
サに印加される電圧の周波数と位相は一致する。
る電圧は、当該コンバータの位相制御回路に与えられる
基準電圧（外部発振器によって与える）の周波数と位相
に一致する。各コンバータは同一の基準電圧を用いて位
相制御するため、前記複数組に分割された進相コンデン
サに印加される電圧の周波数と位相は一致する。
すなわち、進相コンデンサに印加される電圧の周波数と
位相が前記基準電圧の周波数と位相に一致するように前
記第１又は第２のサイクロコンバータの循環電流が自動
的に調整される。
位相が前記基準電圧の周波数と位相に一致するように前
記第１又は第２のサイクロコンバータの循環電流が自動
的に調整される。
進相コンデンサが各コンバータの入力側端子に直接接続
されているため、各コンバータがとる遅れ無効電力と分
割された各進相コンデンサがとる進み無効電力が打ち消
し合い、トランスの巻線間でやりとりする無効電力量は
大幅に低減される。このため、高周波トランスの容量は
大幅に低減され運転効率も向上する。特に軽負荷時には
高周波トランス内でやりとりする有効電力及び無効電力
は小さくなり、その分損失の少ない運転ができる。
されているため、各コンバータがとる遅れ無効電力と分
割された各進相コンデンサがとる進み無効電力が打ち消
し合い、トランスの巻線間でやりとりする無効電力量は
大幅に低減される。このため、高周波トランスの容量は
大幅に低減され運転効率も向上する。特に軽負荷時には
高周波トランス内でやりとりする有効電力及び無効電力
は小さくなり、その分損失の少ない運転ができる。
このようにして、従来問題となっていた高周波絶縁トラ
ンスの容量を低減させ運転効率の向上を図ることができ
る。また従来の高周波トランスの１次巻線を省略させる
ことができ、その分トランスの小形軽量化が図れる。
ンスの容量を低減させ運転効率の向上を図ることができ
る。また従来の高周波トランスの１次巻線を省略させる
ことができ、その分トランスの小形軽量化が図れる。
（実施例） 第１図は本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示す
構成図である。
構成図である。
図中、R,S,Tは３相交流電源の受電端子、CC-1,CC-2は循
環電流式サイクロコンバータ、CAP1〜CAP6は高周波進相
コンデンサ、Trは高周波絶縁トランス、Ｍは交流電動
機、LSR,LSS,LSTは交流リアクトルである。
環電流式サイクロコンバータ、CAP1〜CAP6は高周波進相
コンデンサ、Trは高周波絶縁トランス、Ｍは交流電動
機、LSR,LSS,LSTは交流リアクトルである。
第１のサイクロコンバータCC-1は交直電力変換器（他励
コンバータ）SS1〜SS3と直流リアクトルL01〜L03で構成
される。
コンバータ）SS1〜SS3と直流リアクトルL01〜L03で構成
される。
また、第２のサイクロコンバータCC-2は、交直電力変換
器（他励コンバータ）SS4〜SS5と直流リアクトルL04〜L
06で構成されている。
器（他励コンバータ）SS4〜SS5と直流リアクトルL04〜L
06で構成されている。
第１及び第２のサイクロコンバータを構成する各コンバ
ータSS1〜SS6の入力側端子にはそれぞれ高周波進コンデ
ンサCAP1〜CAP6が接続されておりそれらは高周波絶縁ト
ランスTrによって結合されている。
ータSS1〜SS6の入力側端子にはそれぞれ高周波進コンデ
ンサCAP1〜CAP6が接続されておりそれらは高周波絶縁ト
ランスTrによって結合されている。
CC-1の出力側端子は交流リアクトルLR,LS,LTを介して３
相交流電源端子R,S,Tに接続されている。また、CC-2の
出力側端子は、３相交流電動機Ｍの電機子巻線に接続さ
れている。
相交流電源端子R,S,Tに接続されている。また、CC-2の
出力側端子は、３相交流電動機Ｍの電機子巻線に接続さ
れている。
また、制御回路として次のものが用意されている。すな
わち、CTR,CTS,CTT及びCTU,CTV,CTWは出力電流検出器、
PTcapは高周波電圧検出器、Ｄは整流回路、PGは電動機
Ｍの回転速度検出器、AVRは電圧制御回路、ACR1,ACR2は
入力電流制御回路、PHC1,PHC2は位相制御回路、SPCは速
度制御回路、OSCは外部発振器である。
わち、CTR,CTS,CTT及びCTU,CTV,CTWは出力電流検出器、
PTcapは高周波電圧検出器、Ｄは整流回路、PGは電動機
Ｍの回転速度検出器、AVRは電圧制御回路、ACR1,ACR2は
入力電流制御回路、PHC1,PHC2は位相制御回路、SPCは速
度制御回路、OSCは外部発振器である。
以下、その動作を説明する。
第１のサイクロコンバータCC-1は、進相コンデンサCAP1
〜CAP6に印加される３相交流電圧Va,Vb,Vcの波高値Vcap
がほぼ一定になるように３相交流電源から供給される電
流IR,IS,ITを制御する。
〜CAP6に印加される３相交流電圧Va,Vb,Vcの波高値Vcap
がほぼ一定になるように３相交流電源から供給される電
流IR,IS,ITを制御する。
また、第２のサイクロコンバータCC-2は、前記進相コン
デンサCAP1〜CAP6を３相電圧源とし交流電動機Ｍに可変
電圧可変周波数の３相交流電力を供給する。
デンサCAP1〜CAP6を３相電圧源とし交流電動機Ｍに可変
電圧可変周波数の３相交流電力を供給する。
両サイクロコンバータCC-1,CC-2の位相制御には、外部
発振器OSCからの３相基準電圧ea,eb,ecの信号を用いて
おり、上記進相コンデンサCAP1〜CAP6に印加される電圧
Va,Vb,Vcの周波数と位相は当該基準電圧ea,eb,ecの周波
数と位相に一致する。
発振器OSCからの３相基準電圧ea,eb,ecの信号を用いて
おり、上記進相コンデンサCAP1〜CAP6に印加される電圧
Va,Vb,Vcの周波数と位相は当該基準電圧ea,eb,ecの周波
数と位相に一致する。
以下、その詳細な動作説明を行う。ただし、進相コンデ
ンサCAP1〜CAP6は高周波トランスによって完全に結合さ
れているものとし、説明を簡単にするため、１組の進相
コンデンサCAPとして説明を行う。
ンサCAP1〜CAP6は高周波トランスによって完全に結合さ
れているものとし、説明を簡単にするため、１組の進相
コンデンサCAPとして説明を行う。
まず、進相コンデンサCAPの電圧Va,Vb,Vcを確立させる
ための起動動作を説明する。
ための起動動作を説明する。
説明を簡単にするため、起動時、第２のサイクロコンバ
ータはゲートオフしておく。
ータはゲートオフしておく。
第２図は３相交流電源の電圧波形を示すもので、次式の
ように表わせる。
ように表わせる。
VR＝VSm・sinωSt …（１） VS＝VSm・sin（ωSt-2π/3） …（２） VT＝VSm・sin（ωSt＋２π/3） …（３） ここで、VSmは電源電圧波高値、ωＳ＝２πＳは電源
角周波数である。
角周波数である。
当該電源の周波数Ｓ（50Hzあるいは60Hz）に対して、
サイクロコンバータCC-1の入力側（進相コンデンサ側）
の周波数Ｃが十分高いものとすれば、ある微少時間の
間、上記電源電圧VR,VS,VTを直流電圧に置き換えること
ができる。
サイクロコンバータCC-1の入力側（進相コンデンサ側）
の周波数Ｃが十分高いものとすれば、ある微少時間の
間、上記電源電圧VR,VS,VTを直流電圧に置き換えること
ができる。
第２図のＩの区間とIIの区間では各コンバータに印加さ
れる電圧極性が異なるが、ここではＩの区間を例にとっ
て起動動作を説明する。
れる電圧極性が異なるが、ここではＩの区間を例にとっ
て起動動作を説明する。
第３図は第２図のＩの区間にサイクロコンバータCC-1に
印加される電源電圧の極性を表わしたものである。
印加される電源電圧の極性を表わしたものである。
コンバータSS1及びSS2には逆電圧が印加されるため点弧
パルスを与えてもオンしない。従って、コンバータSS3
を介して進相コンデンサCAPが充電される。
パルスを与えてもオンしない。従って、コンバータSS3
を介して進相コンデンサCAPが充電される。
第４図はコンバータSS3に順電圧VRTが印加されたときの
等価回路を表わすもので、サイリスタS1とS5に点弧パル
スが入った場合を示す。
等価回路を表わすもので、サイリスタS1とS5に点弧パル
スが入った場合を示す。
充電電流IRは電源VRT +→サイリスタS5→コンデンサCab
→サイリスタS1→リアクトルLS→電源VRT-の経路と、電
源Ｖ′RT +→サイリスタS5→コンデンサCbc→コンデンサ
Cca→サイリスタS1→リアクトルLS→電源VRT-の経路に
流れる。この結果、コンデンサCabには電源電圧VRTが充
電され、コンデンサCbc,CcaにはVRT/2の電圧が印加され
る。
→サイリスタS1→リアクトルLS→電源VRT-の経路と、電
源Ｖ′RT +→サイリスタS5→コンデンサCbc→コンデンサ
Cca→サイリスタS1→リアクトルLS→電源VRT-の経路に
流れる。この結果、コンデンサCabには電源電圧VRTが充
電され、コンデンサCbc,CcaにはVRT/2の電圧が印加され
る。
第５図はコンバータSS3のサイリスタS1〜S6の点弧モー
ドを示すもので、第１図の３相基準電圧発生器OSCから
の信号に同期して点弧パルスが与えられる。第４図のモ
ードの後はサイリスタS6に点弧パルスが与えられる。す
ると、コンデンサCbcに充電された電圧によってサイリ
スタS5に逆バイアス電圧が印加され、S5はオフする。す
なわち、起動時には進相コンデンサCAPは転流コンデン
サの役目をはたす。サイリスタS1とS6がオンすると、コ
ンデンサCab,Cbc,Ccaに印加される電圧も変化する。
ドを示すもので、第１図の３相基準電圧発生器OSCから
の信号に同期して点弧パルスが与えられる。第４図のモ
ードの後はサイリスタS6に点弧パルスが与えられる。す
ると、コンデンサCbcに充電された電圧によってサイリ
スタS5に逆バイアス電圧が印加され、S5はオフする。す
なわち、起動時には進相コンデンサCAPは転流コンデン
サの役目をはたす。サイリスタS1とS6がオンすると、コ
ンデンサCab,Cbc,Ccaに印加される電圧も変化する。
第６図は、第５図のモードで点弧されたときの第４図の
a,b端子間の電圧Va-bと相電圧Vaの波形を表わす。電圧V
a-bはリアクトルLSを介して充電されるため、破線の如
く徐々に立上る。その時間を２δとした場合、Va-bの基
本波成分はδだけ遅れる。相電圧Vaは線間電圧Va-bに対
して（π/6）ラジアンだけ位相が遅れる。
a,b端子間の電圧Va-bと相電圧Vaの波形を表わす。電圧V
a-bはリアクトルLSを介して充電されるため、破線の如
く徐々に立上る。その時間を２δとした場合、Va-bの基
本波成分はδだけ遅れる。相電圧Vaは線間電圧Va-bに対
して（π/6）ラジアンだけ位相が遅れる。
第５図の点弧モードと相電圧Vaを比較するとわかるよう
に起動時の位相制御角α３は α３＝π‐δ（ラジアン） …（４） となっている。δはあまり大きくないので近似的にはα
３≒180゜で運転されていることになる。
に起動時の位相制御角α３は α３＝π‐δ（ラジアン） …（４） となっている。δはあまり大きくないので近似的にはα
３≒180゜で運転されていることになる。
このときのインバータSS3の出力電圧V3は V3＝Ｋ・Vcap・cosα３ …（５） となっている。ただし、Ｋは比例定数、Vcapはコンデン
サの相電圧波高値とする。
サの相電圧波高値とする。
当該出力電圧‐V3が電源電圧VRTとつり合っている。し
かしこのままでは進相コンデンサCAPには当該電源電圧V
RT以上の電圧は充電されない。
かしこのままでは進相コンデンサCAPには当該電源電圧V
RT以上の電圧は充電されない。
そこで、点弧位相角α３を90゜の方向に少しずらしてや
る。すると、（５）式で示される出力電圧V3が減少し、
VRT＞‐V3となる。この結果、充電電流IRが増大し、コ
ンデンサ電圧Vcapを増大させ、VRT＝‐V3となって落ち
つく。このとき、IRは零となっている。さらにVcapを増
大させたいときは、α３をさらに90゜の方向にずらし、
出力電圧V3を減少させることにより達成できる。α３＝
90゜ではV3＝0Vとなり、論理的には電源電圧VRTがごく
わずかな値でもコンデンサ電圧Vcapを大きな値に充電す
ることができる。しかし、実際には、回路損失があるた
め、その分の電圧供給は必要不可欠なものとなる。
る。すると、（５）式で示される出力電圧V3が減少し、
VRT＞‐V3となる。この結果、充電電流IRが増大し、コ
ンデンサ電圧Vcapを増大させ、VRT＝‐V3となって落ち
つく。このとき、IRは零となっている。さらにVcapを増
大させたいときは、α３をさらに90゜の方向にずらし、
出力電圧V3を減少させることにより達成できる。α３＝
90゜ではV3＝0Vとなり、論理的には電源電圧VRTがごく
わずかな値でもコンデンサ電圧Vcapを大きな値に充電す
ることができる。しかし、実際には、回路損失があるた
め、その分の電圧供給は必要不可欠なものとなる。
このようにして進相コンデンサCAPの電圧Vcapを任意の
値に充電することができる。
値に充電することができる。
第２図のIIの区間では、コンバータSS1とSS3に順電圧が
印加される。この場合には、２台のコンバータを介して
進相コンデンサCAPに充電されることになるが、各コン
バータの出力電圧は次式を満足するように制御される。
印加される。この場合には、２台のコンバータを介して
進相コンデンサCAPに充電されることになるが、各コン
バータの出力電圧は次式を満足するように制御される。
V1＝Ｋ・Vcap・cosα１＝−VSR …（６） V3＝Ｋ・Vcap・cosα３＝−VRT …（７） なお、cosα１＞（VSR/VRT）・cosα３とした場合、VSR
＜−V1となり、コンバータSS1を介して充電することは
できず、コンバータSS3を介して充電されることにな
る。
＜−V1となり、コンバータSS1を介して充電することは
できず、コンバータSS3を介して充電されることにな
る。
逆に、cosα１＜（VSR/VRT）・cosα３とすることによ
り、コンバータSS1からのみ充電させることもできる。
り、コンバータSS1からのみ充電させることもできる。
第２図の別の区間でも同様に進相コンデンサCAPの電圧
を確立させることができる。
を確立させることができる。
このようにして確立された進相コンデンサCAPの電圧Va,
Vb,Vcが第１図の位相制御回路PHC1に与えられる３相基
準電圧ea,eb,ecの周波数と位相に一致することを説明す
る。
Vb,Vcが第１図の位相制御回路PHC1に与えられる３相基
準電圧ea,eb,ecの周波数と位相に一致することを説明す
る。
（１）式〜（３）式で示される３相電源電圧VR,VS,VTが
与えられた場合、電源電流IR,IS,ITが零の平衡状態では
各コンバータの出力電圧V1,V2,V3は次式のようになる。
与えられた場合、電源電流IR,IS,ITが零の平衡状態では
各コンバータの出力電圧V1,V2,V3は次式のようになる。
V1＝VS−VR …（９） V2＝VT−VS …（10） V3＝VR−VT …（11） 例えば、第２図のt1の点ではV1＝−V3,V2＝０となる。
このときの各コンバータの位相制御角を、α１＝45゜、
α２＝90゜，α３＝135゜として説明する。
このときの各コンバータの位相制御角を、α１＝45゜、
α２＝90゜，α３＝135゜として説明する。
第７図は上記条件における位相制御基準信号ea,eb,ec
と、各コンバータの点弧パルス信号の関係を表わす。
と、各コンバータの点弧パルス信号の関係を表わす。
基準信号ea,eb,ecは外部発振器OSCから与えられるもの
で、次式のように表わせる。
で、次式のように表わせる。
ea＝sin（ωＣ・ｔ） …（12） eb＝sin（ωＣ・ｔ−２π/3） …（13） ec＝sin（ωＣ・ｔ＋２π/3） …（14） ここで、ωＣ＝π・Ｃは高周波の角周波数で例えば
Ｃ＝500Hz程度に選ばれる。
Ｃ＝500Hz程度に選ばれる。
進相コンデンサCAPの相電圧Va,Vb,Vcが上記基準電圧ea,
eb,ecの周波数と位相が一致している場合、各コンバー
タの出力電圧は次のようになる。
eb,ecの周波数と位相が一致している場合、各コンバー
タの出力電圧は次のようになる。
V1＝Ｋ・Vcap・cosα１ …（15） V2＝Ｋ・Vcap・cosα２ …（16） V3＝Ｋ・Vcap・cosα３ …（17） 故に、V1＋V2＋V3＝０となり、サイクロコンバータCC-1
の循環電流の増減はない。
の循環電流の増減はない。
この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数が低くなり、
破線のようにVa′,Vb′,Vc′となった場合を考える。
破線のようにVa′,Vb′,Vc′となった場合を考える。
コンバータSS1の点弧位相角はα１からα１′に、またS
S2の点弧位相角はα２からα２′に、さらにSS3の点弧
位相角はα３からα３′に変化する。この結果、V1＋V2
＋V3＞０となり、サイクロコンバータCC-1の循環電流を
増大させる。当該循環電流は進相コンデンサCAP側から
見たサイクロコンバータCC-1の入力側の遅れ無効電力と
なる。
S2の点弧位相角はα２からα２′に、さらにSS3の点弧
位相角はα３からα３′に変化する。この結果、V1＋V2
＋V3＞０となり、サイクロコンバータCC-1の循環電流を
増大させる。当該循環電流は進相コンデンサCAP側から
見たサイクロコンバータCC-1の入力側の遅れ無効電力と
なる。
第８図はサイクロコンバータの入力側の１相分の等価回
路を表わしたもので、サイクロコンバータCC-1は遅れ電
流を可変とするインダクタンスLCCに置き換えられる。
この回路の共振周波数capは、 となる。
路を表わしたもので、サイクロコンバータCC-1は遅れ電
流を可変とするインダクタンスLCCに置き換えられる。
この回路の共振周波数capは、 となる。
循環電流が増大することは等価インダクタンスLCCが減
少することに等しく、上記周波数capは増大し、Va′,
Vb′,Vc′の周波数capは基準電圧ea,eb,ecの周波数
Ｃに近づく。
少することに等しく、上記周波数capは増大し、Va′,
Vb′,Vc′の周波数capは基準電圧ea,eb,ecの周波数
Ｃに近づく。
同様にcap＞Ｃとなった場合には、循環電流が減少
し、LCCが大きくなってやはり、cap＝Ｃとなって落
ち着く。
し、LCCが大きくなってやはり、cap＝Ｃとなって落
ち着く。
進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相より
遅れた場合には上記cap＜Ｃとなったときと同様に
循環電流が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位相を進
める。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧よ
り進んだ場合には、上記cap＞Ｃとなったときと同
様に循環電流が減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相
を遅らせる。このようにして進相コンデンサCAPの電圧V
a,Vb,Vcは基準電圧ea,eb,ecと同一周波数、同位相とな
るように循環電流の大きさが自動的に調整される。当該
コンデンサ電圧Va,Vb,Vcは次式のように表わされる。
遅れた場合には上記cap＜Ｃとなったときと同様に
循環電流が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位相を進
める。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧よ
り進んだ場合には、上記cap＞Ｃとなったときと同
様に循環電流が減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相
を遅らせる。このようにして進相コンデンサCAPの電圧V
a,Vb,Vcは基準電圧ea,eb,ecと同一周波数、同位相とな
るように循環電流の大きさが自動的に調整される。当該
コンデンサ電圧Va,Vb,Vcは次式のように表わされる。
Va＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ） …（19） Vb＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ−２π/3） …（20） Vc＝Vcap・sin（ωＣ・ｔ＋２π/3） …（21） ただし、Vcapは電圧波高値である。
次に第１図にもどって上記進相コンデンサCAP（CAP1〜C
AP6）の電圧波高値を一定に制御する動作説明を行う。
AP6）の電圧波高値を一定に制御する動作説明を行う。
第１図の高周波トランスTrには高周波電圧Va,Vb,Vcを検
出するための巻線PTcapが設けられている。当該高周波
電圧Va,Vb,Vcの検出値を整流回路Ｄに入力し３相電圧を
整流することによって電圧波高値Vcapを求める。
出するための巻線PTcapが設けられている。当該高周波
電圧Va,Vb,Vcの検出値を整流回路Ｄに入力し３相電圧を
整流することによって電圧波高値Vcapを求める。
電圧制御回路AVRでは、当該電圧波高値の検出値Vcapと
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差εＶ＝▲Ｖ*
cap▼−Vcapを増幅して電源電流の波高値指令ISmを求
め、電源電圧VR,VS,VTに同期した単位正弦波と掛け合わ
せて次の電源電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼
を与える。
その指令値▲Ｖ* cap▼を比較し、その偏差εＶ＝▲Ｖ*
cap▼−Vcapを増幅して電源電流の波高値指令ISmを求
め、電源電圧VR,VS,VTに同期した単位正弦波と掛け合わ
せて次の電源電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼
を与える。
▲Ｉ* R▼＝ISm・sinωＳ・ｔ …（19） ▲Ｉ* S▼＝ISm・sin（ωＳ・ｔ−２π/3） …（20） ▲Ｉ* T▼＝ISm・sin（ωＳ・ｔ＋２π/3） …（21） 次の電源電流制御回路ACR1では、電流検出器CTR,CTS,CT
Tによって検出された電源電流IR,IS,ITと、上記電流指
令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼を各々比較し、その
偏差εＲ＝▲Ｉ* R▼−IR,εＳ＝▲Ｉ* S▼−IS及びεＴ
＝▲Ｉ* T▼−ITを各々増幅して、位相制御回路PHC1に入
力する。
Tによって検出された電源電流IR,IS,ITと、上記電流指
令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼を各々比較し、その
偏差εＲ＝▲Ｉ* R▼−IR,εＳ＝▲Ｉ* S▼−IS及びεＴ
＝▲Ｉ* T▼−ITを各々増幅して、位相制御回路PHC1に入
力する。
すなわち、Ｒ相電流IRは、コンバータSS3の出力電圧V3
とコンバータSS1の出力電圧V1との差V3−V1を調整する
ことにより制御され、Ｓ相電流ISはコンバータSS1の出
力電圧V1とコンバータSS2の出力電圧との差V1−V3を調
整することにより制御される。残りの相電流ITは、IT＝
−IR−ISから一意的に決定される。
とコンバータSS1の出力電圧V1との差V3−V1を調整する
ことにより制御され、Ｓ相電流ISはコンバータSS1の出
力電圧V1とコンバータSS2の出力電圧との差V1−V3を調
整することにより制御される。残りの相電流ITは、IT＝
−IR−ISから一意的に決定される。
▲Ｉ* R▼＞IRとなった場合、偏差εＲは正の値となり、
V3を増加させ、V1を減少させる。故に、電源電流IRは図
の矢印の方向に増加し、IR＝▲Ｉ* R▼となるように制御
される。逆に▲Ｉ* R▼＜IRとなった場合、偏差εＲは負
の値となり、V1を増加させ、V3を減少させる。故に電流
IRは減少し、やはりIR＝▲Ｉ* R▼となるように制御され
る。
V3を増加させ、V1を減少させる。故に、電源電流IRは図
の矢印の方向に増加し、IR＝▲Ｉ* R▼となるように制御
される。逆に▲Ｉ* R▼＜IRとなった場合、偏差εＲは負
の値となり、V1を増加させ、V3を減少させる。故に電流
IRは減少し、やはりIR＝▲Ｉ* R▼となるように制御され
る。
Ｓ相及びＴ相電流も同様に制御される。
電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼，▲Ｉ* T▼を（19）〜
（21）式で示されるように電源電圧VR,VS,VTと同相の正
弦波で与えれば、それに追従して実電流IR,IS,ITも電源
電圧と同相の正弦波になる。
（21）式で示されるように電源電圧VR,VS,VTと同相の正
弦波で与えれば、それに追従して実電流IR,IS,ITも電源
電圧と同相の正弦波になる。
▲Ｖ* cap▼＞Vcapとなった場合、その偏差εＶは正の値
となり、電源電流の波高値指令ISmを増加させる。故
に、より多くの有効電力が電源から供給され、それが進
相コンデンサCAP1〜CAP6に蓄積される。従って電圧波高
値Vcapが増加し、最終的にVcap＝Vcapとなって落ち着
く。
となり、電源電流の波高値指令ISmを増加させる。故
に、より多くの有効電力が電源から供給され、それが進
相コンデンサCAP1〜CAP6に蓄積される。従って電圧波高
値Vcapが増加し、最終的にVcap＝Vcapとなって落ち着
く。
▲Ｖ* cap▼＜Vcapとなった場合、偏差εＶは負の値とな
り、電流波高値ISmが減少し、さらにはISmは負の値にも
なる。すると、電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼及び▲Ｉ
* T▼は電源電圧と逆相になり、有効電力が電源に回生さ
れるようになる。この結果、進相コンデンサの蓄積エネ
ルギーが減少し、Vcapを減少させる。やはり、最終的に
Vcap＝▲Ｖ* cap▼となるように制御される。
り、電流波高値ISmが減少し、さらにはISmは負の値にも
なる。すると、電流指令値▲Ｉ* R▼，▲Ｉ* S▼及び▲Ｉ
* T▼は電源電圧と逆相になり、有効電力が電源に回生さ
れるようになる。この結果、進相コンデンサの蓄積エネ
ルギーが減少し、Vcapを減少させる。やはり、最終的に
Vcap＝▲Ｖ* cap▼となるように制御される。
次に、第２のサイクロコンバータCC-2の制御動作を説明
する。
する。
交流電動機Ｍの回転速度ωｒを回転速度検出器PGによっ
て検出し、速度制御回路SPCに入力する。速度制御回路S
PCでは上記回転速度検出値ωｒとその指令値ωｒ＊を比
較し、その偏差に応じて電動機に供給すべき電流の指令
値IU ＊,IV ＊,IW ＊を出力する。
て検出し、速度制御回路SPCに入力する。速度制御回路S
PCでは上記回転速度検出値ωｒとその指令値ωｒ＊を比
較し、その偏差に応じて電動機に供給すべき電流の指令
値IU ＊,IV ＊,IW ＊を出力する。
次の電動機電流制御回路ACR2では、電流検出器CTU,CTV,
CTWによって検出された電動機電流IU,IV,IWと上記電流
指令値IU ＊,IV ＊,IW ＊を各々比較し、その偏差に応じて
第２のサイクロコンバータの点弧位相を制御している。
CTWによって検出された電動機電流IU,IV,IWと上記電流
指令値IU ＊,IV ＊,IW ＊を各々比較し、その偏差に応じて
第２のサイクロコンバータの点弧位相を制御している。
すなわち、電動機電流IUはコンバータSS4とSS6の出力電
圧の差V4−V6を調整することにより、その指令値IU ＊に
一致するように制御され、電流IVはコンバータSS5とSS4
の出力電圧の差V5−V4を調整することにより、指令値IV
＊に一致するように制御される。残りのＷ相電流IWはIW
＝−IU−IVによって一意的に決定される。
圧の差V4−V6を調整することにより、その指令値IU ＊に
一致するように制御され、電流IVはコンバータSS5とSS4
の出力電圧の差V5−V4を調整することにより、指令値IV
＊に一致するように制御される。残りのＷ相電流IWはIW
＝−IU−IVによって一意的に決定される。
第１図において、第２のサイクロコンバータCC-2の循環
電流I02は入力側（高周波側）の無効電力がほぼ一定に
なるように調整される。すなわち、負荷が重い場合も、
又軽い場合もCC-2がとる遅れ無効電力はほぼ一定にな
る。
電流I02は入力側（高周波側）の無効電力がほぼ一定に
なるように調整される。すなわち、負荷が重い場合も、
又軽い場合もCC-2がとる遅れ無効電力はほぼ一定にな
る。
これに対し、第１のサイクロコンバータCC-1の循環電流
I01は前にも述べたように、進相コンデンサに印加され
る電圧Va,Vb,Vcが基準電圧ea,eb,ecと同一周波数で同位
相になるように自動的に決定される。すなわち、CC-1の
循環電流I01は無制御となる。しかし回路損失等のため
上記コンデンサ電圧Va,Vb,Vcの位相が基準電圧より若干
ずれることがあるので、当該位相を一致させるため、積
極的にCC-1の循環電流I01を制御する場合もある（特願
昭62−254571）。
I01は前にも述べたように、進相コンデンサに印加され
る電圧Va,Vb,Vcが基準電圧ea,eb,ecと同一周波数で同位
相になるように自動的に決定される。すなわち、CC-1の
循環電流I01は無制御となる。しかし回路損失等のため
上記コンデンサ電圧Va,Vb,Vcの位相が基準電圧より若干
ずれることがあるので、当該位相を一致させるため、積
極的にCC-1の循環電流I01を制御する場合もある（特願
昭62−254571）。
さて、本発明の高周波リンク変換装置では、高周波進相
コンデンサCAP1〜CAP6を各コンバータSS1〜SS6の入力側
端子に接続し、それらを高周波トランスTrによって結合
させている。
コンデンサCAP1〜CAP6を各コンバータSS1〜SS6の入力側
端子に接続し、それらを高周波トランスTrによって結合
させている。
サイクロコンバータCC-1及びCC-2を構成している他励コ
ンバータSS1〜SS6は、進相コンデンサCAP1〜CAP6に印加
される電圧を利用して自然転流する。全ての他励コンバ
ータSS1〜SS6の位相制御は外部発振器OSCから与えられ
る基準信号ea,eb,ecを基準にして行われるため、進相コ
ンデンサCAP1〜CAP6に印加される電圧は全て同位相にな
る。従って、高周波トランスが理想的なものと仮定すれ
ば、６組の進相コンデンサCAP1〜CAP6は容量が６倍の１
組の進相コンデンサCAPであると考えても差しつかえな
い。すなわち、機能としては従来の１組の進相コンデン
サと同一になる。
ンバータSS1〜SS6は、進相コンデンサCAP1〜CAP6に印加
される電圧を利用して自然転流する。全ての他励コンバ
ータSS1〜SS6の位相制御は外部発振器OSCから与えられ
る基準信号ea,eb,ecを基準にして行われるため、進相コ
ンデンサCAP1〜CAP6に印加される電圧は全て同位相にな
る。従って、高周波トランスが理想的なものと仮定すれ
ば、６組の進相コンデンサCAP1〜CAP6は容量が６倍の１
組の進相コンデンサCAPであると考えても差しつかえな
い。すなわち、機能としては従来の１組の進相コンデン
サと同一になる。
しかしながら、高周波トランスTrの各巻線に流れ電流は
大幅に低減される。
大幅に低減される。
すなわち、サイクロコンバータCC-1及びCC-2は、自然転
流を行うために、入力側（高周波側）から見た場合、常
に遅れ無効電力をとっている。しかも、この遅れ無効電
力は（18）式の共振条件を満たすように、進相コンデン
サCAP1〜CAP6がとる進み無効電力と常に等しくなるよう
に調整される。従って、従来の装置ではサイクロコンバ
ータCC-1及びCC-2がとる遅れ無効電力分の電流が全て高
周波トランスTr1,Tr2に流れ、容量の大きなものが必要
となる。
流を行うために、入力側（高周波側）から見た場合、常
に遅れ無効電力をとっている。しかも、この遅れ無効電
力は（18）式の共振条件を満たすように、進相コンデン
サCAP1〜CAP6がとる進み無効電力と常に等しくなるよう
に調整される。従って、従来の装置ではサイクロコンバ
ータCC-1及びCC-2がとる遅れ無効電力分の電流が全て高
周波トランスTr1,Tr2に流れ、容量の大きなものが必要
となる。
これに対し、第１図の装置では、第１のサイクロコンバ
ータCC-1を構成する他励コンバータSS1がとる遅れ無効
電力と進相コンデンサCAP1がとる進み無効電力とである
程度打ち消し合い、その残り分が高周波トランスTrを介
してやりとりされる。他のコンバータSS2〜SS6と進相コ
ンデンサCAP2〜CAP6も同様である。
ータCC-1を構成する他励コンバータSS1がとる遅れ無効
電力と進相コンデンサCAP1がとる進み無効電力とである
程度打ち消し合い、その残り分が高周波トランスTrを介
してやりとりされる。他のコンバータSS2〜SS6と進相コ
ンデンサCAP2〜CAP6も同様である。
第１のサイクロコンバータCC-1は３相電源電流IR,IS,IT
を制御しているため、CC-1を構成する他励コンバータSS
1〜SS3の点弧位相α１〜α３及び出力電流I1〜I3は刻々
と変化し、入力側（高周波側）の無効電力も変化してい
る。ただし、CC-1全体がとる遅れ無効電力はほぼ一定と
考えてよい。すなわち、SS1がとる無効電力が大きいと
きは、SS2及びSS3がとる無効電力が小さく、同様にSS2
がとる無効電力が大きくなるとSS1及びSS2がとる無効電
力が小さくなってCC-1全体のとる遅れ無効電力はほぼ一
定になるものである。
を制御しているため、CC-1を構成する他励コンバータSS
1〜SS3の点弧位相α１〜α３及び出力電流I1〜I3は刻々
と変化し、入力側（高周波側）の無効電力も変化してい
る。ただし、CC-1全体がとる遅れ無効電力はほぼ一定と
考えてよい。すなわち、SS1がとる無効電力が大きいと
きは、SS2及びSS3がとる無効電力が小さく、同様にSS2
がとる無効電力が大きくなるとSS1及びSS2がとる無効電
力が小さくなってCC-1全体のとる遅れ無効電力はほぼ一
定になるものである。
従って、進相コンデンサCAP1がとる進み無効電力Qcap1
はほぼ一定なのに対し、他励コンバータSS1がとる遅れ
無効電力QSS1は刻々と変化し、完全に打ち消すことはで
きない。しかし、従来は高周波トランスの２次巻線に遅
れ無効電力QSS1に相当する大きな電流が流れていたのに
対し、本発明装置ではQSS1−Qcap1の無効電力に相当す
る電流に低減される。その分、高周波トランスの巻線の
電流容量は小さくなり、小形軽量化が図れる。また、実
効電流が小さくなった分だけトランスの損失が低減さ
れ、運転効率を高めることができる。
はほぼ一定なのに対し、他励コンバータSS1がとる遅れ
無効電力QSS1は刻々と変化し、完全に打ち消すことはで
きない。しかし、従来は高周波トランスの２次巻線に遅
れ無効電力QSS1に相当する大きな電流が流れていたのに
対し、本発明装置ではQSS1−Qcap1の無効電力に相当す
る電流に低減される。その分、高周波トランスの巻線の
電流容量は小さくなり、小形軽量化が図れる。また、実
効電流が小さくなった分だけトランスの損失が低減さ
れ、運転効率を高めることができる。
また、本発明の装置に使われている高周波トランスTrは
第１のサイクロコンバータCC-1のためのトランスと第２
のサイクロコンバータCC-2のためのトランスの鉄心を共
有させることができ、従来必要であったトランスの１次
巻線（一括された進相コンデンサCAPに接続されてい
た）を省略させることができる。
第１のサイクロコンバータCC-1のためのトランスと第２
のサイクロコンバータCC-2のためのトランスの鉄心を共
有させることができ、従来必要であったトランスの１次
巻線（一括された進相コンデンサCAPに接続されてい
た）を省略させることができる。
第１図は第１及び第２のサイクロコンバータCC-1,CC-2
として、三角結線形サイクロコンバータについて説明し
たが、通常の正群及び負群コンバータで構成されるサイ
クロコンバータでも同様に適用できることは言うまでも
ない。
として、三角結線形サイクロコンバータについて説明し
たが、通常の正群及び負群コンバータで構成されるサイ
クロコンバータでも同様に適用できることは言うまでも
ない。
また、電源は交流で説明したが直流電源でも同様に適用
できる。同様に負荷も直流負荷としてもよい。
できる。同様に負荷も直流負荷としてもよい。
また、サイクロコンバータの制御相数として６パルスで
説明したが、12パルス等でも同様に達成できる。
説明したが、12パルス等でも同様に達成できる。
（発明の効果） 以上のように本発明の高周波リンク変換装置によれば、
高周波絶縁トランスの容量を低減させることができ、し
かも従来必要とされたトランスの１次巻線を省略させる
ことができ、高周波トランスの小形軽量化及びコストダ
ウンを図ることが可能となる。また、高周波トランスの
巻線電流が減少した分だけトランスの損失が低減され運
転効率を向上させることができる。特に軽負荷時におい
ては、サイクロコンバータを構成する他励コンバータが
とる各遅れ無効電力はほぼ均一になり、各コンバータの
入力側に設けられた進相コンデンサとよりよく打ち消し
合い、トランスの巻線に流れる無効電流がごくわずかな
値になる。故に、軽負荷時の損失が非常に小さくなり、
軽負荷運転時間の長い用途では運転効率を大幅に改善す
ることができる。
高周波絶縁トランスの容量を低減させることができ、し
かも従来必要とされたトランスの１次巻線を省略させる
ことができ、高周波トランスの小形軽量化及びコストダ
ウンを図ることが可能となる。また、高周波トランスの
巻線電流が減少した分だけトランスの損失が低減され運
転効率を向上させることができる。特に軽負荷時におい
ては、サイクロコンバータを構成する他励コンバータが
とる各遅れ無効電力はほぼ均一になり、各コンバータの
入力側に設けられた進相コンデンサとよりよく打ち消し
合い、トランスの巻線に流れる無効電流がごくわずかな
値になる。故に、軽負荷時の損失が非常に小さくなり、
軽負荷運転時間の長い用途では運転効率を大幅に改善す
ることができる。
第１図は本発明の高周波リンク変換装置の実施例を示す
構成図、第２図は第１図の動作を説明するための電圧波
形図、第３図及び第４図は第１図の動作を説明するため
の等価回路図、第５図乃至第７図は第１図の動作を説明
するためのタイムチャート図、第８図は第１図の動作原
理を説明するための等価回路図、第９図は従来の高周波
リンク変換装置の構成図である。 R,S,T……３相交流電源端子、LSR,LSS,LST……交流リア
クトル、CC-1……第１のサイクロコンバータ、CC-2……
第２のサイクロコンバータ、CAP1〜CAP6……高周波進相
コンデンサ、Tr……高周波絶縁トランス、Ｍ……交流電
動機、SS1〜SS6……他励コンバータ、L01〜L06……直流
リアクトル、PTcap……高周波電圧検出器、CTR,CTS,C
TT,CTU,CTV,CTW……電流検出器、PG……回転速度検出
器、AVR……電圧波高値制御回路、SPC……速度制御回
路、ACR1,ACR2……電流制御回路、PHC1,PHC2……位相制
御回路、OSC……外部発振器。
構成図、第２図は第１図の動作を説明するための電圧波
形図、第３図及び第４図は第１図の動作を説明するため
の等価回路図、第５図乃至第７図は第１図の動作を説明
するためのタイムチャート図、第８図は第１図の動作原
理を説明するための等価回路図、第９図は従来の高周波
リンク変換装置の構成図である。 R,S,T……３相交流電源端子、LSR,LSS,LST……交流リア
クトル、CC-1……第１のサイクロコンバータ、CC-2……
第２のサイクロコンバータ、CAP1〜CAP6……高周波進相
コンデンサ、Tr……高周波絶縁トランス、Ｍ……交流電
動機、SS1〜SS6……他励コンバータ、L01〜L06……直流
リアクトル、PTcap……高周波電圧検出器、CTR,CTS,C
TT,CTU,CTV,CTW……電流検出器、PG……回転速度検出
器、AVR……電圧波高値制御回路、SPC……速度制御回
路、ACR1,ACR2……電流制御回路、PHC1,PHC2……位相制
御回路、OSC……外部発振器。
Claims (1)
- 【請求項１】電力源と、該電力源に出力側端子が接続さ
れた第１のサイクロコンバータと、負荷装置と該負荷装
置に出力側端子が接続された第２のサイクロコンバータ
と、上記第１及び第２のサイクロコンバータを構成する
各コンバータ毎にその入力側端子に接続された高周波進
相コンデンサと、前記第１及び第２のサイクロコンバー
タを構成するコンバータの数だけ巻線数を有し当該各コ
ンバータの入力側端子を結合する高周波絶縁トランスと
を具備してなる高周波リンク変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24594088A JPH0687663B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 高周波リンク変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24594088A JPH0687663B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 高周波リンク変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0297275A JPH0297275A (ja) | 1990-04-09 |
| JPH0687663B2 true JPH0687663B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=17141121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24594088A Expired - Lifetime JPH0687663B2 (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 高周波リンク変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687663B2 (ja) |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP24594088A patent/JPH0687663B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0297275A (ja) | 1990-04-09 |
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