JPH07131252A - 周波数混合回路 - Google Patents
周波数混合回路Info
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- JPH07131252A JPH07131252A JP27089693A JP27089693A JPH07131252A JP H07131252 A JPH07131252 A JP H07131252A JP 27089693 A JP27089693 A JP 27089693A JP 27089693 A JP27089693 A JP 27089693A JP H07131252 A JPH07131252 A JP H07131252A
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- transistors
- frequency
- transistor
- circuit
- mixing circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力信号と局部発振信号成分を抑圧すると共
に、入力信号と局部発振信号の加算及び減算により得ら
れる混合周波数成分を選択できる周波数混合回路を提供
する。 【構成】 差動増幅器の出力点に同一型又は相補型の増
幅素子を接続し、インピーダンス素子を同一型又は相補
型の増幅素子間に接続し、相逆関係にある増幅素子出力
電流で入力信号を相殺し混合周波数成分を選択可能にす
るように構成される。
に、入力信号と局部発振信号の加算及び減算により得ら
れる混合周波数成分を選択できる周波数混合回路を提供
する。 【構成】 差動増幅器の出力点に同一型又は相補型の増
幅素子を接続し、インピーダンス素子を同一型又は相補
型の増幅素子間に接続し、相逆関係にある増幅素子出力
電流で入力信号を相殺し混合周波数成分を選択可能にす
るように構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号周波数を注入
信号周波数と加算または減算した周波数に変換する周波
数混合回路に関するものである。
信号周波数と加算または減算した周波数に変換する周波
数混合回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、例えば特開平１−５２９２４号
公報に示された従来の周波数混合回路を示す図である。
図において、１、２はそれぞれ差動増幅器を構成するト
ランジスタ、３はトランジスタ１と接続され、トランジ
スタ２３と差動増幅器を構成するトランジスタ、４はト
ランジスタ２と接続され、トランジスタ２４と差動増幅
器を構成するトランジスタ、５はトランジスタ１、２の
差動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７
は、それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８
はトランジスタ２のバイアス抵抗器、９はコンデンサ、
１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１１、１２
はそれぞれ差動増幅器を形成するトランジスタ３、２
３、４、２４用のバイアス抵抗器で、１３はバイアス用
コンデンサ、１４はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１
２に接続されている。１５はトランジスタ４、２３のコ
レクタと電源間に接続された抵抗器である。
公報に示された従来の周波数混合回路を示す図である。
図において、１、２はそれぞれ差動増幅器を構成するト
ランジスタ、３はトランジスタ１と接続され、トランジ
スタ２３と差動増幅器を構成するトランジスタ、４はト
ランジスタ２と接続され、トランジスタ２４と差動増幅
器を構成するトランジスタ、５はトランジスタ１、２の
差動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７
は、それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８
はトランジスタ２のバイアス抵抗器、９はコンデンサ、
１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１１、１２
はそれぞれ差動増幅器を形成するトランジスタ３、２
３、４、２４用のバイアス抵抗器で、１３はバイアス用
コンデンサ、１４はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１
２に接続されている。１５はトランジスタ４、２３のコ
レクタと電源間に接続された抵抗器である。
【０００３】次に、動作について説明する。下方の差動
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の差動増幅器を構成するトランジスタ３、２３と
４、２４のエミッタに流入する。各記号の説明を以下に
示す。 ｅbe1＝ｅ2（ω2）［ｒe1／２（ｒe1＋ＲE）］−ｅbe2、ｒe1＝ｒe2 エバース・モルの方程式から、バイアス電流はＩ0／２
であるから、 Ｉ10（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋｅbe1］、Ｋ＝ｑ／ｋＴ ＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒe1／２（ｒe1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ Ｉ0は、定電流源５の電流値 ｒe1は、トランジスタ１のエミッタ抵抗 ｒe2は、トランジスタ２のエミッタ抵抗 ＲEは、抵抗器６、７の抵抗値 ｅbeNは、トランジスタＮのベース・エミッタ間電圧 ｋは、ボルツマン定数 Ｔは、絶対温度 ｑは、電荷
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の差動増幅器を構成するトランジスタ３、２３と
４、２４のエミッタに流入する。各記号の説明を以下に
示す。 ｅbe1＝ｅ2（ω2）［ｒe1／２（ｒe1＋ＲE）］−ｅbe2、ｒe1＝ｒe2 エバース・モルの方程式から、バイアス電流はＩ0／２
であるから、 Ｉ10（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋｅbe1］、Ｋ＝ｑ／ｋＴ ＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒe1／２（ｒe1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ Ｉ0は、定電流源５の電流値 ｒe1は、トランジスタ１のエミッタ抵抗 ｒe2は、トランジスタ２のエミッタ抵抗 ＲEは、抵抗器６、７の抵抗値 ｅbeNは、トランジスタＮのベース・エミッタ間電圧 ｋは、ボルツマン定数 Ｔは、絶対温度 ｑは、電荷
【０００４】上方の差動増幅器は、トランジスタ３、２
３と４、２４で構成され、トランジスタ３と４のベース
には、それぞれ入力信号ｅ1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが
印加される。トランジスタ２３、２４のベースはコンデ
ンサ１３で接地されているため、差動増幅動作により、
トランジスタ４と２３のコレクタにはそれぞれ、Ｉ4c=I
40（ω1）Ｉ23c＝Ｉ23（ω1）が流れる。従って、負荷
抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧ｅ0＝ＲL
（Ｉ4c＋Ｉ23c）が得られる。下方の差動増幅器と同様
に、各記号を以下に説明する。 ｅbe4＝ｅ1（ω1）［ｒe4／２ｒe4］＝ｅ1（ω1）／２、ｒe4＝ｒe24 エバース・モルの方程式により、バイアス電流がＩ0／
４であるから、 Ｉ4c（ω2）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋｅbe4］、Ｋ＝ｑ／ｋＴ ＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ4ｅ1（ω1）］ ここで、Ｋ4＝Ｋ／２ 同様に、ｅbe23＝−ｅbe3＝ｅbe4から、 Ｉ23c（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ4ｅ1（ω1）］、ｒe4＝ｒe24 ｒe3は、トランジスタ３のエミッタ抵抗 ｒe23は、トランジスタ２３のエミッタ抵抗 ｒe4は、トランジスタ４のエミッタ抵抗 ｒe24は、トランジスタ２４のエミッタ抵抗 以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ4c＋Ｉ23c）＝Ｉ0／
２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
３と４、２４で構成され、トランジスタ３と４のベース
には、それぞれ入力信号ｅ1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが
印加される。トランジスタ２３、２４のベースはコンデ
ンサ１３で接地されているため、差動増幅動作により、
トランジスタ４と２３のコレクタにはそれぞれ、Ｉ4c=I
40（ω1）Ｉ23c＝Ｉ23（ω1）が流れる。従って、負荷
抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧ｅ0＝ＲL
（Ｉ4c＋Ｉ23c）が得られる。下方の差動増幅器と同様
に、各記号を以下に説明する。 ｅbe4＝ｅ1（ω1）［ｒe4／２ｒe4］＝ｅ1（ω1）／２、ｒe4＝ｒe24 エバース・モルの方程式により、バイアス電流がＩ0／
４であるから、 Ｉ4c（ω2）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋｅbe4］、Ｋ＝ｑ／ｋＴ ＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ4ｅ1（ω1）］ ここで、Ｋ4＝Ｋ／２ 同様に、ｅbe23＝−ｅbe3＝ｅbe4から、 Ｉ23c（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ4ｅ1（ω1）］、ｒe4＝ｒe24 ｒe3は、トランジスタ３のエミッタ抵抗 ｒe23は、トランジスタ２３のエミッタ抵抗 ｒe4は、トランジスタ４のエミッタ抵抗 ｒe24は、トランジスタ２４のエミッタ抵抗 以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ4c＋Ｉ23c）＝Ｉ0／
２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
【０００５】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流の１／２がそれぞれ、トランジスタ３、２３、と
４、２４のバイアス電流になっているから、 Ｉ4c（ω2）≒Ｉ0［１＋Ｋ4ｅ1（ω1）］［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］／４ 同様に、 Ｉ23c（ω2）≒Ｉ0［１−Ｋ4ｅ1（ω1）］［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］／４
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流の１／２がそれぞれ、トランジスタ３、２３、と
４、２４のバイアス電流になっているから、 Ｉ4c（ω2）≒Ｉ0［１＋Ｋ4ｅ1（ω1）］［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］／４ 同様に、 Ｉ23c（ω2）≒Ｉ0［１−Ｋ4ｅ1（ω1）］［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］／４
【０００６】故に、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ4c＋Ｉ23c）
は、ｅ0＝ＲLＩ0［１／２＋Ｋ2Ｋ4Ｉ0ｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）／２］となり、出力には、周波数変換成分であ
る減算周波数成分（ω1−ω2）、加算周波数成分（ω1
＋ω2）のみが得られる。また、全回路電流Ｉ0に対する
交流出力電流比率ＫTは、ＫT＝Ｋ2Ｋ4／２＝Ｋ2ｒe1／
８（ｒe1＋ＲE）となる。
は、ｅ0＝ＲLＩ0［１／２＋Ｋ2Ｋ4Ｉ0ｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）／２］となり、出力には、周波数変換成分であ
る減算周波数成分（ω1−ω2）、加算周波数成分（ω1
＋ω2）のみが得られる。また、全回路電流Ｉ0に対する
交流出力電流比率ＫTは、ＫT＝Ｋ2Ｋ4／２＝Ｋ2ｒe1／
８（ｒe1＋ＲE）となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の周波数混合回路
は、以上のように構成されているので、３組の差動増幅
器が必要で、そのためのトランジスタの数が最低でも６
個は必要で、バイアス回路も含め大きな回路になり、周
波数変換器を多く用いる高周波ＩＣでは、性能向上のた
めトランジスタチップ面積を大きくする等、ＩＣの価格
や、形状が大きくなる欠点があり、また差動増幅器を２
段重ねているため低電圧動作ができない欠点もある。ま
た、基本入力信号の抑圧はできても、周波数変換された
影像周波数成分の抑圧はできない欠点もあった。
は、以上のように構成されているので、３組の差動増幅
器が必要で、そのためのトランジスタの数が最低でも６
個は必要で、バイアス回路も含め大きな回路になり、周
波数変換器を多く用いる高周波ＩＣでは、性能向上のた
めトランジスタチップ面積を大きくする等、ＩＣの価格
や、形状が大きくなる欠点があり、また差動増幅器を２
段重ねているため低電圧動作ができない欠点もある。ま
た、基本入力信号の抑圧はできても、周波数変換された
影像周波数成分の抑圧はできない欠点もあった。
【０００８】本発明は上記のような問題を解決するため
になされたもので、基本周波数成分を抑圧すると共に、
周波数変換された減算周波数成分、加算周波数成分を選
択できる回路をトランジスタ数４個または相補関係にあ
るトランジスタ２個で構成する周波数混合回路を得るこ
とを目的としている。
になされたもので、基本周波数成分を抑圧すると共に、
周波数変換された減算周波数成分、加算周波数成分を選
択できる回路をトランジスタ数４個または相補関係にあ
るトランジスタ２個で構成する周波数混合回路を得るこ
とを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係る周波数混合
回路は、入力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出
力電流を上方の増幅素子のバイアス電流とし、上方の増
幅素子を非線形動作させると共に上方の増幅素子同志が
差動増幅動作するようにインピーダンス素子で結合し、
上方の増幅素子に差動出力を発生させると同時に、その
出力を合成するようにしたものである。
回路は、入力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出
力電流を上方の増幅素子のバイアス電流とし、上方の増
幅素子を非線形動作させると共に上方の増幅素子同志が
差動増幅動作するようにインピーダンス素子で結合し、
上方の増幅素子に差動出力を発生させると同時に、その
出力を合成するようにしたものである。
【００１０】また、本発明に係る周波数混合回路は、入
力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出力電流変動
を、差動増幅器を構成する増幅素子と相補なそれぞれの
上方の増幅素子とをインピーダンス素子を介して共通定
電流源に接続することで、上方の増幅素子同志が差動増
幅動作するようにすると同時に、差動増幅器出力電流で
上方の増幅素子を駆動するようにし、非線形成分を含む
差動出力を発生させると同時に、その出力を合成するよ
うにしたものである。
力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出力電流変動
を、差動増幅器を構成する増幅素子と相補なそれぞれの
上方の増幅素子とをインピーダンス素子を介して共通定
電流源に接続することで、上方の増幅素子同志が差動増
幅動作するようにすると同時に、差動増幅器出力電流で
上方の増幅素子を駆動するようにし、非線形成分を含む
差動出力を発生させると同時に、その出力を合成するよ
うにしたものである。
【００１１】
【作用】本発明における周波数混合回路は、差動増幅器
の出力側であり上方の増幅素子の非反転入力側である接
続点と一方の同様な接続点間、またはアース間にインピ
ーダンス素子を接続することによって上方の増幅素子を
結合させると同時に、上方の増幅素子の利得に周波数特
性をもたせ、上方の増幅素子による差動増幅器に印加さ
れた基本信号成分の相殺と、変換周波数成分の選択をし
ている。
の出力側であり上方の増幅素子の非反転入力側である接
続点と一方の同様な接続点間、またはアース間にインピ
ーダンス素子を接続することによって上方の増幅素子を
結合させると同時に、上方の増幅素子の利得に周波数特
性をもたせ、上方の増幅素子による差動増幅器に印加さ
れた基本信号成分の相殺と、変換周波数成分の選択をし
ている。
【００１２】また、本発明に係る周波数混合回路は、入
力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出力電流は、
インピーダンス素子を介して共通定電流源に流れるの
で、差動増幅器を構成する増幅素子と相補な上方の増幅
素子をインピーダンス素子に発生する電圧で駆動する。
それぞれの上方の増幅素子は、インピーダンス素子を介
して共通定電流源に接続されているので上記増幅素子同
志が差動増幅動作をする。
力信号で変動する差動増幅器のそれぞれの出力電流は、
インピーダンス素子を介して共通定電流源に流れるの
で、差動増幅器を構成する増幅素子と相補な上方の増幅
素子をインピーダンス素子に発生する電圧で駆動する。
それぞれの上方の増幅素子は、インピーダンス素子を介
して共通定電流源に接続されているので上記増幅素子同
志が差動増幅動作をする。
【００１３】以上の動作により上方の増幅素子には、下
方の差動増幅器入力信号と上方の増幅素子への入力信号
の乗算成分を発生させる。逆相関係にあるそれぞれの上
方の増幅素子の合成出力では、入力信号成分は相殺さ
れ、周波数変換成分のみを発生する。更に、上方の増幅
素子の利得はインピーダンス素子により周波数特性をも
つため、周波数変換成分の周波数選択ができる。
方の差動増幅器入力信号と上方の増幅素子への入力信号
の乗算成分を発生させる。逆相関係にあるそれぞれの上
方の増幅素子の合成出力では、入力信号成分は相殺さ
れ、周波数変換成分のみを発生する。更に、上方の増幅
素子の利得はインピーダンス素子により周波数特性をも
つため、周波数変換成分の周波数選択ができる。
【００１４】
【実施例】実施例１．以下、本発明の一実施例を図を用
いて説明する。図１において、１、２は差動増幅器を構
成するトランジスタ、３はトランジスタ１と接続された
トランジスタ、４はトランジスタ２と接続されたトラン
ジスタ、５はトランジスタ１、２による差動増幅器に定
電流を供給する定電流源である。６、７は、それぞれト
ランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はトランジスタ
２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコンデンサ、１
０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１１、１２は
トランジスタ３、４用のバイアス抵抗器で、１３は接地
のためのコンデンサ、１４はバイアス用電圧源で抵抗器
１１、１２に接続されている。１５はトランジスタ３、
４のコレクタと電源間に接続された抵抗器で、負荷抵抗
となっている。１６は、トランジスタ３、４を差動増幅
器として動作させるための結合用インピーダンス素子で
トランジスタ１、３の結合点とトランジスタ２、４の結
合点を接続している。
いて説明する。図１において、１、２は差動増幅器を構
成するトランジスタ、３はトランジスタ１と接続された
トランジスタ、４はトランジスタ２と接続されたトラン
ジスタ、５はトランジスタ１、２による差動増幅器に定
電流を供給する定電流源である。６、７は、それぞれト
ランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はトランジスタ
２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコンデンサ、１
０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１１、１２は
トランジスタ３、４用のバイアス抵抗器で、１３は接地
のためのコンデンサ、１４はバイアス用電圧源で抵抗器
１１、１２に接続されている。１５はトランジスタ３、
４のコレクタと電源間に接続された抵抗器で、負荷抵抗
となっている。１６は、トランジスタ３、４を差動増幅
器として動作させるための結合用インピーダンス素子で
トランジスタ１、３の結合点とトランジスタ２、４の結
合点を接続している。
【００１５】次に、動作について説明する。下方の差動
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミッタ
に流入する。従来例の動作説明と同様に、記号は以下の
ように定義される。 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミッタ
に流入する。従来例の動作説明と同様に、記号は以下の
ように定義される。 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
【００１６】上方の増幅器は、トランジスタ３と４で構
成され、トランジスタ３のベースには、入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、トランジスタ４
のベースはコンデンサ１３で接地され、そのエミッタ間
はインピーダンス素子１６で接続されているため、トラ
ンジスタ３の交流出力信号はインピーダンス素子１６を
介してトランジスタ４のエミッタに流入するため、トラ
ンジスタ３と４は、差動増幅器として動作する。
成され、トランジスタ３のベースには、入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、トランジスタ４
のベースはコンデンサ１３で接地され、そのエミッタ間
はインピーダンス素子１６で接続されているため、トラ
ンジスタ３の交流出力信号はインピーダンス素子１６を
介してトランジスタ４のエミッタに流入するため、トラ
ンジスタ３と４は、差動増幅器として動作する。
【００１７】トランジスタ３と４のコレクタには、それ
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） バイアス電流がＩ0／２であるから、従来例での説明と
同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ 以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ0と
なり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） バイアス電流がＩ0／２であるから、従来例での説明と
同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ 以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ0と
なり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
【００１８】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流がそれぞれトランジスタ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来回路
同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ3ｅ1
（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2）で
あるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電流比率ＫT
は、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］Ｚc／（２
ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒe3＋
Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせること
ができる特長がある。
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流がそれぞれトランジスタ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来回路
同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ3ｅ1
（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2）で
あるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電流比率ＫT
は、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］Ｚc／（２
ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒe3＋
Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせること
ができる特長がある。
【００１９】実施例２．図３は、インピーダンス素子を
抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作は実
施例１と同様で、トランジスタ３は、インピーダンス素
子である抵抗器１６を介してトランジスタ４をエミッタ
側から駆動し、トランジスタ１、２からのバイアス電流
は抵抗器１６を介してトランジスタ３、４に流れるた
め、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵抗器１６を結合抵
抗とする差動増幅器を形成し、ｅ2（ω2）に関しては、
トランジスタ１、３及び、２、４でのカスコード増幅器
を形成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝４ＫT0・［ｒ
e3Ｒc／（２ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝２ｒe3の時に、最
大値ＫT＝ＫT0／２が得られる。
抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作は実
施例１と同様で、トランジスタ３は、インピーダンス素
子である抵抗器１６を介してトランジスタ４をエミッタ
側から駆動し、トランジスタ１、２からのバイアス電流
は抵抗器１６を介してトランジスタ３、４に流れるた
め、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵抗器１６を結合抵
抗とする差動増幅器を形成し、ｅ2（ω2）に関しては、
トランジスタ１、３及び、２、４でのカスコード増幅器
を形成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝４ＫT0・［ｒ
e3Ｒc／（２ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝２ｒe3の時に、最
大値ＫT＝ＫT0／２が得られる。
【００２０】実施例３．図４は、インピーダンス素子を
キャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本的動
作は実施例１と同様で、インピーダンス素子１６をキャ
パシタすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。出力電圧は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般的には出力側のフィルタで選択する。当回
路は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシ
タの高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデ
ンサの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べばＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／２となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
キャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本的動
作は実施例１と同様で、インピーダンス素子１６をキャ
パシタすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。出力電圧は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般的には出力側のフィルタで選択する。当回
路は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシ
タの高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデ
ンサの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べばＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／２となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
【００２１】実施例４．図５は、インピーダンス素子を
インダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本的動
作は実施例１と同様で、インピーダンス素子１６をイン
ダクタすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。インダクタは低
域でインピーダンスが低下するから、インダクタの値を
Ｚc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べばＫT＝０で、出力電
圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）
ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分を選択できる周波数混合
回路が少ないトランジスタ回路で実現できる。
インダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本的動
作は実施例１と同様で、インピーダンス素子１６をイン
ダクタすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。インダクタは低
域でインピーダンスが低下するから、インダクタの値を
Ｚc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べばＫT＝０で、出力電
圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）
ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分を選択できる周波数混合
回路が少ないトランジスタ回路で実現できる。
【００２２】実施例５．図６、７、８は、インピーダン
ス素子１６が共振回路の場合の交流回路構成と共振時回
路を示す。基本的動作は実施例１と同様で、インピーダ
ンス素子１６を共振回路にすると、ＫTに共振特性がで
き、出力電圧ｅ0に複雑な周波数選択性を持たせること
ができる。直列共振時には、インピーダンスが低下し、
並列共振時にはインピーダンスが高くなるので、直列共
振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、Ｚc
（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ
2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、直列共振周波
数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、Ｚc（ω1
＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏ
ｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を除去でき
る。
ス素子１６が共振回路の場合の交流回路構成と共振時回
路を示す。基本的動作は実施例１と同様で、インピーダ
ンス素子１６を共振回路にすると、ＫTに共振特性がで
き、出力電圧ｅ0に複雑な周波数選択性を持たせること
ができる。直列共振時には、インピーダンスが低下し、
並列共振時にはインピーダンスが高くなるので、直列共
振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、Ｚc
（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ
2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、直列共振周波
数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、Ｚc（ω1
＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏ
ｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を除去でき
る。
【００２３】同様に、ＫT＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒ
e3＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3 ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3 ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要
成分を除去できる。
e3＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3 ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3 ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要
成分を除去できる。
【００２４】実施例６．図９において、１、２はそれぞ
れ差動増幅器を構成するトランジスタ、３はトランジス
タ１と接続されたトランジスタ、４はトランジスタ２と
接続されたトランジスタ、５はトランジスタ１、２の差
動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７は
それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はト
ランジスタ２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコン
デンサ、１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１
１、１２はそれぞれトランジスタ３、４用のバイアス抵
抗器で、１３はトランジスタ４の入力コンデンサ、１４
はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続されてい
る。１５は接続されたトランジスタ３、４のコレクタと
電源間の抵抗器で、負荷抵抗となっている。１６は、ト
ランジスタ１のコレクタとトランジスタ３のエミッタの
接続点とアースの間に接続されたインピーダンス素子
で、非反転増幅利得を決めている。同様に、２６は、ト
ランジスタ２のコレクタとトランジスタ４のエミッタの
接続点とアース間に接続されたインピーダンス素子で、
反転増幅利得を決めている。このようなインピーダンス
素子付加により、トランジスタ３と４は、差動入力信号
に対して差動増幅動作をする。
れ差動増幅器を構成するトランジスタ、３はトランジス
タ１と接続されたトランジスタ、４はトランジスタ２と
接続されたトランジスタ、５はトランジスタ１、２の差
動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７は
それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はト
ランジスタ２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコン
デンサ、１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１
１、１２はそれぞれトランジスタ３、４用のバイアス抵
抗器で、１３はトランジスタ４の入力コンデンサ、１４
はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続されてい
る。１５は接続されたトランジスタ３、４のコレクタと
電源間の抵抗器で、負荷抵抗となっている。１６は、ト
ランジスタ１のコレクタとトランジスタ３のエミッタの
接続点とアースの間に接続されたインピーダンス素子
で、非反転増幅利得を決めている。同様に、２６は、ト
ランジスタ２のコレクタとトランジスタ４のエミッタの
接続点とアース間に接続されたインピーダンス素子で、
反転増幅利得を決めている。このようなインピーダンス
素子付加により、トランジスタ３と４は、差動入力信号
に対して差動増幅動作をする。
【００２５】次に、動作について説明する。下方の差動
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミッタ
とインピーダンス素子１６、２６に流入する。実施例１
の動作説明と同様に、 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、それぞれ
上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミッタ
とインピーダンス素子１６、２６に流入する。実施例１
の動作説明と同様に、 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
【００２６】上方の増幅器は、トランジスタ３と４で構
成され、トランジスタ３のベースには入力信号ｅ+ 1（ω
1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔ／２が印加され、トランジスタ４
のベースには、逆相のｅ- 1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔ／
２が印加され、それぞれそのエミッタとアース間にはイ
ンピーダンス素子１６とインピーダンス素子２６が接続
されているため、トランジスタ３、４の交流出力信号は
インピーダンス素子１６で利得が決定され、お互いに逆
相出力となる。
成され、トランジスタ３のベースには入力信号ｅ+ 1（ω
1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔ／２が印加され、トランジスタ４
のベースには、逆相のｅ- 1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔ／
２が印加され、それぞれそのエミッタとアース間にはイ
ンピーダンス素子１６とインピーダンス素子２６が接続
されているため、トランジスタ３、４の交流出力信号は
インピーダンス素子１６で利得が決定され、お互いに逆
相出力となる。
【００２７】トランジスタ３と４のコレクタにはそれぞ
れ、Ｉ3c＝Ｉ30（ω1）Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ、出力電
圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅
器と同様に、 ｅbe3＝ｅ+ 1（ω1）［ｒe3／（ｒe3＋Ｚc）］＝ＫD3ｅ+ 1（ω1） ｅbe4＝ｅ- 1（ω1）［ｒe4／（ｒe4＋Ｚc）］＝ＫD4ｅ- 1（ω1） バイアス電流がＩ0／２であるから、従来例での説明と
同様に、 Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１＋ＫD3ｅ+ 1（ω1）］ Ｉ4c（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋ＫD4ｅ- 1（ω1）］、
ｒe3＝ｒe4とし、ＫD3＝ＫD4＝ＫD＝Ｋ［ｒe3／（ｒe3
＋Ｚc）］また、ｅ- 1（ω1）＝−ｅ+ 1（ω1）であるか
ら、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ0となり、ｅ1
（ω1）成分は生じない。
れ、Ｉ3c＝Ｉ30（ω1）Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ、出力電
圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅
器と同様に、 ｅbe3＝ｅ+ 1（ω1）［ｒe3／（ｒe3＋Ｚc）］＝ＫD3ｅ+ 1（ω1） ｅbe4＝ｅ- 1（ω1）［ｒe4／（ｒe4＋Ｚc）］＝ＫD4ｅ- 1（ω1） バイアス電流がＩ0／２であるから、従来例での説明と
同様に、 Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／２）［１＋ＫD3ｅ+ 1（ω1）］ Ｉ4c（ω2）≒（Ｉ0／２）［１＋ＫD4ｅ- 1（ω1）］、
ｒe3＝ｒe4とし、ＫD3＝ＫD4＝ＫD＝Ｋ［ｒe3／（ｒe3
＋Ｚc）］また、ｅ- 1（ω1）＝−ｅ+ 1（ω1）であるか
ら、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ0となり、ｅ1
（ω1）成分は生じない。
【００２８】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流がそれぞれ３と４のバイアス電流になるから、ト
ランジスタ３のバイアス電流ＩB3は、 ＩB3＝ｉc1［Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫDＫ5ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／
（ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を持た
せることができる特長がある。
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流がそれぞれ３と４のバイアス電流になるから、ト
ランジスタ３のバイアス電流ＩB3は、 ＩB3＝ｉc1［Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫDＫ5ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／
（ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を持た
せることができる特長がある。
【００２９】実施例７．図１０は、インピーダンス素子
を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作は
実施例６と同様で、トランジスタ３は、インピーダンス
素子１６である抵抗器で利得が決定され、トランジスタ
４はインピーダンス素子１６である抵抗器２６で利得が
決定される。トランジスタ１、２からのバイアス電流は
抵抗器１６、２６とトランジスタ３、４に流れるため、
トランジスタ１、２、３、４は、入力信号ｅ1（ω1）に
関して抵抗器１６、２６を利得抵抗とする差動増幅器を
形成し、ｅ2（ω2）に関しては、トランジスタ１、３及
び２、４でのカスコード増幅器を形成している。Ｚc＝
Ｒと置けば、ＫT＝４ＫT0・［ｒe3Ｒc／（ｒe3＋
Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時に、最大値ＫT＝ＫT0が得ら
れる。
を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作は
実施例６と同様で、トランジスタ３は、インピーダンス
素子１６である抵抗器で利得が決定され、トランジスタ
４はインピーダンス素子１６である抵抗器２６で利得が
決定される。トランジスタ１、２からのバイアス電流は
抵抗器１６、２６とトランジスタ３、４に流れるため、
トランジスタ１、２、３、４は、入力信号ｅ1（ω1）に
関して抵抗器１６、２６を利得抵抗とする差動増幅器を
形成し、ｅ2（ω2）に関しては、トランジスタ１、３及
び２、４でのカスコード増幅器を形成している。Ｚc＝
Ｒと置けば、ＫT＝４ＫT0・［ｒe3Ｒc／（ｒe3＋
Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時に、最大値ＫT＝ＫT0が得ら
れる。
【００３０】実施例８．図１１は、インピーダンス素子
をキャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本的
動作は実施例６と同様で、インピーダンス素子をキャパ
シタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。出力電圧は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般には出力側のフィルタで選択する。当回路
は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシタ
の高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデン
サの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べば、ＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／４となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
をキャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本的
動作は実施例６と同様で、インピーダンス素子をキャパ
シタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。出力電圧は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般には出力側のフィルタで選択する。当回路
は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシタ
の高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデン
サの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べば、ＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／４となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
【００３１】実施例９．図１２は、インピーダンス素子
をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本的
動作は実施例６と同様で、インピーダンス素子をインダ
クタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。インダクタは低
域でインピーダンスが低下するから、インダクタの値を
Ｚc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べば、ＫT＝０で、出力
電圧ｅ0は、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω
2）ｔ］／４となり、ω1＋ω2成分を選択できる周波数
混合回路が少ないトランジスタ回路で実現できる。
をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本的
動作は実施例６と同様で、インピーダンス素子をインダ
クタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧ｅ0に
周波数選択性を持たせることができる。インダクタは低
域でインピーダンスが低下するから、インダクタの値を
Ｚc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べば、ＫT＝０で、出力
電圧ｅ0は、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω
2）ｔ］／４となり、ω1＋ω2成分を選択できる周波数
混合回路が少ないトランジスタ回路で実現できる。
【００３２】実施例１０．図１３、１４、１５は、イン
ピーダンス素子を共振回路とした場合の回路と共振時の
回路を示す。図１３は、インピーダンス素子１６、２６
をインダクタ３１、３２の２個とキャパシタ３３の１個
で構成した回路で、直列共振、並列共振時での動作を説
明するためのものである。図１４は、インピーダンス素
子が直列共振した時の交流等価回路であり、トランジス
タ３、４は独立に増幅をするがその出力は逆相関係にあ
るため負荷抵抗１５にｅ1成分は表れない。また、トラ
ンジスタ１、２の出力はインピーダンス素子１６、２６
で接地されるので同様に負荷抵抗１５にはｅ2成分は表
れない。図１５は、インピーダンス素子が並列共振して
いる場合で、トランジスタ３、４はエミッタ側抵抗がト
ランジスタ１、２のコレクタでインピーダンスが高いた
め利得は十分に小さく、また、トランジスタ１、２の出
力はトランジスタ３、４を介して負荷抵抗１５に逆相関
係で生じるので出力にｅ1、ｅ2は生じない。動作は実施
例１と同様で、インピーダンス素子を共振回路にする
と、ＫTに共振特性ができ、出力電圧ｅ0に複雑な周波数
選択性を持たせることができる。直列共振時には、イン
ピーダンスが低下し、並列共振時には、インピーダンス
が高くなるので、直列共振周波数を（ω1−ω2）とする
と、出力電圧ｅ0はＺc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、
ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４
となり、直列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力
電圧ｅ0は、Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４となり、
不要成分を除去できる。
ピーダンス素子を共振回路とした場合の回路と共振時の
回路を示す。図１３は、インピーダンス素子１６、２６
をインダクタ３１、３２の２個とキャパシタ３３の１個
で構成した回路で、直列共振、並列共振時での動作を説
明するためのものである。図１４は、インピーダンス素
子が直列共振した時の交流等価回路であり、トランジス
タ３、４は独立に増幅をするがその出力は逆相関係にあ
るため負荷抵抗１５にｅ1成分は表れない。また、トラ
ンジスタ１、２の出力はインピーダンス素子１６、２６
で接地されるので同様に負荷抵抗１５にはｅ2成分は表
れない。図１５は、インピーダンス素子が並列共振して
いる場合で、トランジスタ３、４はエミッタ側抵抗がト
ランジスタ１、２のコレクタでインピーダンスが高いた
め利得は十分に小さく、また、トランジスタ１、２の出
力はトランジスタ３、４を介して負荷抵抗１５に逆相関
係で生じるので出力にｅ1、ｅ2は生じない。動作は実施
例１と同様で、インピーダンス素子を共振回路にする
と、ＫTに共振特性ができ、出力電圧ｅ0に複雑な周波数
選択性を持たせることができる。直列共振時には、イン
ピーダンスが低下し、並列共振時には、インピーダンス
が高くなるので、直列共振周波数を（ω1−ω2）とする
と、出力電圧ｅ0はＺc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、
ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４
となり、直列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力
電圧ｅ0は、Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４となり、
不要成分を除去できる。
【００３３】同様に、ＫT＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（ｒe3
＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４となり、不要
成分を除去できる。
＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／４となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／４となり、不要
成分を除去できる。
【００３４】実施例１１．図１６において、１、２はそ
れぞれ差動増幅器を構成するＮ型トランジスタ、３は、
トランジスタ１と接続されたＰ型トランジスタ、４はト
ランジスタ２と接続されたＰ型トランジスタ、５はトラ
ンジスタ１、２の差動増幅器に定電流を供給する定電流
源である。６、７は、それぞれトランジスタ１、２のエ
ミッタ抵抗器、８はトランジスタ２のバイアス抵抗器、
９は接地のためのコンデンサ、１０はトランジスタ３の
入力用コンデンサ、１１、１２はトランジスタ３、４用
のバイアス抵抗器で、１３は接地のためのコンデンサ、
１４はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続され
ている。１５はトランジスタ３、４のコレクタとアース
間に接続された抵抗器で、負荷抵抗となっている。１
６、１７は、トランジスタ３、４が差動増幅器として動
作するための結合用インピーダンス素子でトランジスタ
１、３の結合点、トランジスタ２、４の結合点と定電流
源１８間にそれぞれ接続される。
れぞれ差動増幅器を構成するＮ型トランジスタ、３は、
トランジスタ１と接続されたＰ型トランジスタ、４はト
ランジスタ２と接続されたＰ型トランジスタ、５はトラ
ンジスタ１、２の差動増幅器に定電流を供給する定電流
源である。６、７は、それぞれトランジスタ１、２のエ
ミッタ抵抗器、８はトランジスタ２のバイアス抵抗器、
９は接地のためのコンデンサ、１０はトランジスタ３の
入力用コンデンサ、１１、１２はトランジスタ３、４用
のバイアス抵抗器で、１３は接地のためのコンデンサ、
１４はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続され
ている。１５はトランジスタ３、４のコレクタとアース
間に接続された抵抗器で、負荷抵抗となっている。１
６、１７は、トランジスタ３、４が差動増幅器として動
作するための結合用インピーダンス素子でトランジスタ
１、３の結合点、トランジスタ２、４の結合点と定電流
源１８間にそれぞれ接続される。
【００３５】次に、動作について説明する。下方の差動
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、定電流源
１８で、逆相に折り返されてＩ3E、Ｉ4Eになりそれぞ
れ、上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミ
ッタに流入する。定電流源５はＩ0／２、定電流源１８
はＩ0が流れるものとすると、Ｉ3E＝Ｉ0／２−Ｉ1c、Ｉ
4E＝Ｉ0／２−Ｉ2ｃで Ｉ3E（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ4E（ω2）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、定電流源
１８で、逆相に折り返されてＩ3E、Ｉ4Eになりそれぞ
れ、上方の増幅器を構成するトランジスタ３、４のエミ
ッタに流入する。定電流源５はＩ0／２、定電流源１８
はＩ0が流れるものとすると、Ｉ3E＝Ｉ0／２−Ｉ1c、Ｉ
4E＝Ｉ0／２−Ｉ2ｃで Ｉ3E（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒｅ1／２（ｒｅ1＋ＲE） Ｉ4E（ω2）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］
【００３６】上方の増幅器は、トランジスタ３と４で構
成され、トランジスタ３のベースには、入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、トランジスタ４
のベースはコンデンサ１３で接地され、そのエミッタ間
はインピーダンス素子１６、１７で接続されているた
め、トランジスタ３の交流出力信号はインピーダンス素
子１６、１７を介してトランジスタ４のエミッタに流入
するため、トランジスタ３と４は、差動増幅器として動
作する。
成され、トランジスタ３のベースには、入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、トランジスタ４
のベースはコンデンサ１３で接地され、そのエミッタ間
はインピーダンス素子１６、１７で接続されているた
め、トランジスタ３の交流出力信号はインピーダンス素
子１６、１７を介してトランジスタ４のエミッタに流入
するため、トランジスタ３と４は、差動増幅器として動
作する。
【００３７】トランジスタ３と４のコレクタには、それ
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） 定電流源１８の電流をＩ0として、トランジスタ３、４
にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、トランジ
スタ３、４がＰ型トランジスタであるから、従来例での
説明と同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） 定電流源１８の電流をＩ0として、トランジスタ３、４
にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、トランジ
スタ３、４がＰ型トランジスタであるから、従来例での
説明と同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
【００３８】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流が折り返されて、それぞれトランジスタ３と４
のバイアス電流を形成するから、トランジスタ３のバイ
アス電流ＩB3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋２Ｚc）／２（ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋Ｉc1２Ｚc）］／２（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流Ｉb4は、 Ｉb4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／４ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］／２とな
る。出力には、周波数変換成分である減算周波数成分
（ω1−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得ら
れ、ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来
回路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ
3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2
（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電
流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］
Ｚc／４（ｒe3＋Ｚc）2＝ＫT0・［ｒe3Ｚc／（ｒe3＋Ｚ
c）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせることが
できる特長がある。また、以上のように、Ｐ型トランジ
スタ３、４により出力電流が折り返されるため、必要電
圧は、ＶI5＋ＶE6＋ＶCE1＋ＶE16＋ＶI18≒ＶI5＋ＶCE1
＋ＶI18となり従来回路での必要電圧はＶI5＋ＶE6＋Ｖ
CE1＋ＶCE3＋ＶRL≒ＶI5＋ＶCE1＋ＶCE3＋ＶRLに対して
折り返しトランジスタのコレクタエミッタ間電圧分低い
電圧での動作が可能である特長や、負荷抵抗１５がアー
スに対して設けることができる特長が得られる。
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流が折り返されて、それぞれトランジスタ３と４
のバイアス電流を形成するから、トランジスタ３のバイ
アス電流ＩB3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋２Ｚc）／２（ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋Ｉc1２Ｚc）］／２（ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流Ｉb4は、 Ｉb4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／４ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］／２とな
る。出力には、周波数変換成分である減算周波数成分
（ω1−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得ら
れ、ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来
回路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ
3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2
（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電
流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］
Ｚc／４（ｒe3＋Ｚc）2＝ＫT0・［ｒe3Ｚc／（ｒe3＋Ｚ
c）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせることが
できる特長がある。また、以上のように、Ｐ型トランジ
スタ３、４により出力電流が折り返されるため、必要電
圧は、ＶI5＋ＶE6＋ＶCE1＋ＶE16＋ＶI18≒ＶI5＋ＶCE1
＋ＶI18となり従来回路での必要電圧はＶI5＋ＶE6＋Ｖ
CE1＋ＶCE3＋ＶRL≒ＶI5＋ＶCE1＋ＶCE3＋ＶRLに対して
折り返しトランジスタのコレクタエミッタ間電圧分低い
電圧での動作が可能である特長や、負荷抵抗１５がアー
スに対して設けることができる特長が得られる。
【００３９】実施例１２．図１７は、インピーダンス素
子を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作
は実施例１１と同様で、トランジスタ３は、インピーダ
ンス素子１６、１７である抵抗器を介してトランジスタ
４をエミッタ側から駆動し、トランジスタ１、２からの
バイアス電流は抵抗器１６、１７を介してトランジスタ
３、４に流れるため、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵
抗器１６、１７を結合抵抗とする差動増幅器を形成し、
ｅ2（ω2）に関しては、定電流源１８によりトランジス
タ１、３及び、２、４は折り返しカスコード増幅器を形
成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝ＫT0・［ｒe3Ｒc
／（ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時に、最大値ＫT＝
ＫT0／４が得られる。
子を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作
は実施例１１と同様で、トランジスタ３は、インピーダ
ンス素子１６、１７である抵抗器を介してトランジスタ
４をエミッタ側から駆動し、トランジスタ１、２からの
バイアス電流は抵抗器１６、１７を介してトランジスタ
３、４に流れるため、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵
抗器１６、１７を結合抵抗とする差動増幅器を形成し、
ｅ2（ω2）に関しては、定電流源１８によりトランジス
タ１、３及び、２、４は折り返しカスコード増幅器を形
成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝ＫT0・［ｒe3Ｒc
／（ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時に、最大値ＫT＝
ＫT0／４が得られる。
【００４０】実施例１３．図１８は、インピーダンス素
子をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１１と同様で、インピーダンス素子１
６、１７をインダクタすると、ＫTに周波数特性がで
き、出力電圧ｅ0に周波数選択性を持たせることができ
る。インダクタは低域でインピーダンスが低下するか
ら、インダクタの値をＺc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べ
ばＫT＝０で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ
2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分
を選択できる周波数混合回路が少ないトランジスタ回路
で実現できる。
子をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１１と同様で、インピーダンス素子１
６、１７をインダクタすると、ＫTに周波数特性がで
き、出力電圧ｅ0に周波数選択性を持たせることができ
る。インダクタは低域でインピーダンスが低下するか
ら、インダクタの値をＺc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べ
ばＫT＝０で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ
2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分
を選択できる周波数混合回路が少ないトランジスタ回路
で実現できる。
【００４１】実施例１４．図１９、２０、２１は、イン
ピーダンス素子が共振回路の場合の交流回路構成と共振
時回路を示す。基本的動作は実施例１１と同様で、イン
ピーダンス素子を共振回路にすると、ＫTに共振特性が
でき、出力電圧ｅ0に複雑な周波数選択性を持たせるこ
とができる。直列共振時には、インピーダンスが低下
し、並列共振時にはインピーダンスが高くなるので、直
列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ
0は、Ｚc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、直列
共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、
Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1
Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を
除去できる。
ピーダンス素子が共振回路の場合の交流回路構成と共振
時回路を示す。基本的動作は実施例１１と同様で、イン
ピーダンス素子を共振回路にすると、ＫTに共振特性が
でき、出力電圧ｅ0に複雑な周波数選択性を持たせるこ
とができる。直列共振時には、インピーダンスが低下
し、並列共振時にはインピーダンスが高くなるので、直
列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ
0は、Ｚc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、直列
共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、
Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1
Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を
除去できる。
【００４２】同様に、ＫT＝ＫT0・［ｒe3Ｚc／（ｒe3＋
Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるから、
並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ
0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、並列
共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、
Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ
1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を
除去できる。
Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるから、
並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−ＲLＩ
0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、並列
共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0は、
Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ
1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要成分を
除去できる。
【００４３】実施例１５．図２２において、１、２は差
動増幅器を構成するトランジスタ、３はトランジスタ１
と接続されたトランジスタ、４はトランジスタ２と接続
されたＰ型トランジスタ、５はトランジスタ１、２の差
動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７は
それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はト
ランジスタ２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコン
デンサ、１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１
１、１２はそれぞれトランジスタ３、４用のバイアス抵
抗器で、１３はトランジスタ４の入力コンデンサ、１４
はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続されてい
る。１５は接続されたトランジスタ３、４のコレクタと
アース間の抵抗器で、負荷抵抗となっている。１６は、
トランジスタ３、４が差動増幅器として動作するための
結合用インピーダンス素子で、トランジスタ１のコレク
タとトランジスタ３のエミッタの接続点とトランジスタ
２のコレクタとトランジスタ４のエミッタの接続点間に
接続されている。１８は、トランジスタ１のコレクタと
トランジスタ３のエミッタの接続点に接続された定電流
源、１９は、トランジスタ２のコレクタとトランジスタ
４のエミッタの接続点の接続された定電流源で、それぞ
れ、トランジスタ１、２の出力電流を折り返している。
動増幅器を構成するトランジスタ、３はトランジスタ１
と接続されたトランジスタ、４はトランジスタ２と接続
されたＰ型トランジスタ、５はトランジスタ１、２の差
動増幅器に定電流を供給する定電流源である。６、７は
それぞれトランジスタ１、２のエミッタ抵抗器、８はト
ランジスタ２のバイアス抵抗器、９は接地のためのコン
デンサ、１０はトランジスタ３の入力用コンデンサ、１
１、１２はそれぞれトランジスタ３、４用のバイアス抵
抗器で、１３はトランジスタ４の入力コンデンサ、１４
はバイアス用電圧源で抵抗器１１、１２に接続されてい
る。１５は接続されたトランジスタ３、４のコレクタと
アース間の抵抗器で、負荷抵抗となっている。１６は、
トランジスタ３、４が差動増幅器として動作するための
結合用インピーダンス素子で、トランジスタ１のコレク
タとトランジスタ３のエミッタの接続点とトランジスタ
２のコレクタとトランジスタ４のエミッタの接続点間に
接続されている。１８は、トランジスタ１のコレクタと
トランジスタ３のエミッタの接続点に接続された定電流
源、１９は、トランジスタ２のコレクタとトランジスタ
４のエミッタの接続点の接続された定電流源で、それぞ
れ、トランジスタ１、２の出力電流を折り返している。
【００４４】次に、動作について説明する。下方の差動
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、更にそれ
ぞれ、定電流源１８、１９で折り返され、上方の増幅器
を構成するトランジスタ３、４のエミッタとインピーダ
ンス素子１６に流入する。実施例１１の動作説明と同様
に、定電流源５の電流をＩ0／２とすると、 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒe1／２（ｒe1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
増幅器を構成するトランジスタ１には、入力信号ｅ
2（ω2）＝Ｅ2ｓｉｎω2ｔが印加され、トランジスタ２
のベースはコンデンサ９で接地されているため、トラン
ジスタ１、２のコレクタ電流は差動増幅動作により、Ｉ
1c＝Ｉ10（ω2）、Ｉ2c＝Ｉ20（ω2）となり、更にそれ
ぞれ、定電流源１８、１９で折り返され、上方の増幅器
を構成するトランジスタ３、４のエミッタとインピーダ
ンス素子１６に流入する。実施例１１の動作説明と同様
に、定電流源５の電流をＩ0／２とすると、 Ｉ10（ω2）＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ2＝Ｋｒe1／２（ｒe1＋ＲE） Ｉ20（ω2）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）］
【００４５】上方の増幅器は、トランジスタ３と４で構
成され、トランジスタ３のベースには入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、それぞれそのエ
ミッタとアース間にはインピーダンス素子１６が接続さ
れているため、トランジスタ３、４の交流出力信号はイ
ンピーダンス素子１６で利得が決定され、お互いに逆相
出力となる。
成され、トランジスタ３のベースには入力信号ｅ
1（ω1）＝Ｅ1ｓｉｎω1ｔが印加され、それぞれそのエ
ミッタとアース間にはインピーダンス素子１６が接続さ
れているため、トランジスタ３、４の交流出力信号はイ
ンピーダンス素子１６で利得が決定され、お互いに逆相
出力となる。
【００４６】トランジスタ３と４のコレクタにはそれぞ
れ、Ｉ3c＝Ｉ30（ω1）Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ、出力電
圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅
器と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＝ＫDｅ1（ω1） 定電流源１８、１９の電流をＩ0／２としてトランジス
タ３、４にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、
トランジスタ３、４がＰ型トランジスタであるから、実
施例１１での説明と同様に、 Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−ＫDｅ1（ω1）］ ここで、ＫD＝Ｋ［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１＋ＫDｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
れ、Ｉ3c＝Ｉ30（ω1）Ｉ4c＝Ｉ40（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ、出力電
圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅
器と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＝ＫDｅ1（ω1） 定電流源１８、１９の電流をＩ0／２としてトランジス
タ３、４にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、
トランジスタ３、４がＰ型トランジスタであるから、実
施例１１での説明と同様に、 Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−ＫDｅ1（ω1）］ ここで、ＫD＝Ｋ［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１＋ＫDｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
【００４７】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流が折り返されて、それぞれ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）（ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ 出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／２（２ｒe3＋Ｚc）2＝２ＫT0・［ｒe3Ｚc
／（２ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を
持たせることができる特長と電圧利用率が改善できる特
長は実施例１１と同じである。
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流が折り返されて、それぞれ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）（ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ 出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／２（２ｒe3＋Ｚc）2＝２ＫT0・［ｒe3Ｚc
／（２ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を
持たせることができる特長と電圧利用率が改善できる特
長は実施例１１と同じである。
【００４８】実施例１６．図２３は、インピーダンス素
子を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作
は実施例１５と同様で、トランジスタ３、４は、インピ
ーダンス素子１６である抵抗器で利得が決定され、トラ
ンジスタ１、２からのバイアス電流は抵抗器１６、とト
ランジスタ３、４に流れるため、トランジスタ１、２、
３、４は、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵抗器１６を
利得制御素子とする差動増幅器を形成し、ｅ2（ω2）に
関しては、トランジスタ１、３及び２、４でのカスコー
ド増幅器を形成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝２Ｋ
T0・［ｒe3Ｒc／（２ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時
に、最大値ＫT＝ＫT0／４が得られる。
子を抵抗とした場合の交流回路構成を示す。基本的動作
は実施例１５と同様で、トランジスタ３、４は、インピ
ーダンス素子１６である抵抗器で利得が決定され、トラ
ンジスタ１、２からのバイアス電流は抵抗器１６、とト
ランジスタ３、４に流れるため、トランジスタ１、２、
３、４は、入力信号ｅ1（ω1）に関しては抵抗器１６を
利得制御素子とする差動増幅器を形成し、ｅ2（ω2）に
関しては、トランジスタ１、３及び２、４でのカスコー
ド増幅器を形成している。Ｚc＝Ｒと置けば、ＫT＝２Ｋ
T0・［ｒe3Ｒc／（２ｒe3＋Ｒc）2］で、Ｒc＝ｒe3の時
に、最大値ＫT＝ＫT0／４が得られる。
【００４９】実施例１７．図２４は、インピーダンス素
子をキャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１５と同様で、インピーダンス素子をキ
ャパシタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧
ｅ0に周波数選択性を持たせることができる。出力電圧
は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般には出力側のフィルタで選択する。この回
路は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシ
タの高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデ
ンサの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べば、ＫT＝
０で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／２となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
子をキャパシタとした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１５と同様で、インピーダンス素子をキ
ャパシタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧
ｅ0に周波数選択性を持たせることができる。出力電圧
は、 ｅ0＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2） ＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２ −ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２ のように、（ω1−ω2）と（ω1＋ω2）の２つの成分で
構成され、変換周波数成分としては、一方の成分のみが
重要で、一般には出力側のフィルタで選択する。この回
路は、ＫTの周波数選択性を利用したもので、キャパシ
タの高域でインピーダンスが低下する特性から、コンデ
ンサの値をＺc＝Ｘc（ω1＋ω2）＝０に選べば、ＫT＝
０で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1−ω2）ｔ］／２となり、ω1−ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
【００５０】実施例１８．図２５は、インピーダンス素
子をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１５と同様で、インピーダンス素子をイ
ンダクタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧
ｅ0に周波数選択性を持たせることができる。インダク
タは低域でインピーダンスが低下するから、インダクタ
の値をＺc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べば、ＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
子をインダクタにした場合の交流回路構成を示す。基本
的動作は実施例１５と同様で、インピーダンス素子をイ
ンダクタとすると、ＫTに周波数特性ができ、出力電圧
ｅ0に周波数選択性を持たせることができる。インダク
タは低域でインピーダンスが低下するから、インダクタ
の値をＺc＝Ｘc（ω1−ω2）＝０に選べば、ＫT＝０
で、出力電圧ｅ0は、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ
（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、ω1＋ω2成分を選択でき
る周波数混合回路が少ないトランジスタ回路で実現でき
る。
【００５１】実施例１９．図２６、２７、２８は、イン
ピーダンス素子を共振回路とした場合の回路と共振時の
回路を示す。図２６は、インピーダンス素子１６をイン
ダクタ３１、３２の２個とキャパシタ３３の１個で構成
した回路で、直列共振、並列共振時での動作を説明する
ためのものである。図２７は、インピーダンス素子が直
列共振した時の交流等価回路でトランジスタ３、４は差
動増幅をしているためその出力は逆相関係にあり、それ
ぞれの出力電流を合成している負荷抵抗器１５では相殺
するのでｅ1成分は表れない。また、トランジスタ１、
２の出力は逆相関係にあり（図２６参照）、トランジス
タ３で折り返されるので同様に負荷抵抗器１５で相殺さ
れｅ2成分は表れない。図２８は、インピーダンス素子
が並列共振している場合で、トランジスタ３、４はエミ
ッタ側抵抗がトランジスタ１、２のコレクタでインピー
ダンスが高いため利得は十分に小さく、また、トランジ
スタ１、２の出力は定電流源１８、１９によりトランジ
スタ３、４に折り返され、負荷抵抗１５に逆相関係で生
じるので相殺され、出力にｅ1、ｅ2は生じない。動作は
実施例１５と同様で、インピーダンス素子を共振回路に
すると、ＫTに共振特性ができ、出力電圧ｅ0に複雑な周
波数選択性を持たせることができる。直列共振時には、
インピーダンスが低下し、並列共振時には、インピーダ
ンスが高くなるので、直列共振周波数を（ω1−ω2）と
すると、出力電圧ｅ0はＺc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０
で、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］
／２となり、直列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、
出力電圧ｅ0は、Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0
＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２とな
り、不要成分を除去できる。
ピーダンス素子を共振回路とした場合の回路と共振時の
回路を示す。図２６は、インピーダンス素子１６をイン
ダクタ３１、３２の２個とキャパシタ３３の１個で構成
した回路で、直列共振、並列共振時での動作を説明する
ためのものである。図２７は、インピーダンス素子が直
列共振した時の交流等価回路でトランジスタ３、４は差
動増幅をしているためその出力は逆相関係にあり、それ
ぞれの出力電流を合成している負荷抵抗器１５では相殺
するのでｅ1成分は表れない。また、トランジスタ１、
２の出力は逆相関係にあり（図２６参照）、トランジス
タ３で折り返されるので同様に負荷抵抗器１５で相殺さ
れｅ2成分は表れない。図２８は、インピーダンス素子
が並列共振している場合で、トランジスタ３、４はエミ
ッタ側抵抗がトランジスタ１、２のコレクタでインピー
ダンスが高いため利得は十分に小さく、また、トランジ
スタ１、２の出力は定電流源１８、１９によりトランジ
スタ３、４に折り返され、負荷抵抗１５に逆相関係で生
じるので相殺され、出力にｅ1、ｅ2は生じない。動作は
実施例１５と同様で、インピーダンス素子を共振回路に
すると、ＫTに共振特性ができ、出力電圧ｅ0に複雑な周
波数選択性を持たせることができる。直列共振時には、
インピーダンスが低下し、並列共振時には、インピーダ
ンスが高くなるので、直列共振周波数を（ω1−ω2）と
すると、出力電圧ｅ0はＺc（ω1−ω2）＝０、ＫT＝０
で、ｅ0＝−ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］
／２となり、直列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、
出力電圧ｅ0は、Ｚc（ω1＋ω2）＝０、ＫT＝０で、ｅ0
＝ＲLＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２とな
り、不要成分を除去できる。
【００５２】同様に、ＫT＝２ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒ
e3＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要
成分を除去できる。
e3＋Ｚc）2］で、Ｚc》ｒe3にすれば、ＫT≒０になるか
ら、並列共振周波数を（ω1−ω2）とすると、出力電圧
ｅ0は、Ｚc（ω1−ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝−Ｒ
LＩ0ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1＋ω2）ｔ］／２となり、
並列共振周波数を（ω1＋ω2）とすると、出力電圧ｅ0
は、Ｚc（ω1＋ω2）》ｒe3、ＫT＝０で、ｅ0＝ＲLＩ0
ＫTＥ1Ｅ2［ｃｏｓ（ω1−ω2）ｔ］／２となり、不要
成分を除去できる。
【００５３】以上の実施例では、増幅素子としてトラン
ジスタの場合を説明したが、ＦＥＴを採用した場合も同
様の効果が得られる。更に、非線形動作を行わせている
上方の増幅素子のみに二乗特性はあるが電圧利用率が悪
いＦＥＴを採用した場合は、ＦＥＴの長所と短所を解決
できる回路構成となり、より高調波の少ない周波数混合
回路を実現できる。
ジスタの場合を説明したが、ＦＥＴを採用した場合も同
様の効果が得られる。更に、非線形動作を行わせている
上方の増幅素子のみに二乗特性はあるが電圧利用率が悪
いＦＥＴを採用した場合は、ＦＥＴの長所と短所を解決
できる回路構成となり、より高調波の少ない周波数混合
回路を実現できる。
【００５４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、２つの
入力信号周波数成分を打ち消し、入力信号周波数の加算
または減算による周波数成分のみを選択できる周波数混
合回路を、トランジスタ４個による回路で実現したの
で、安価なＩＣ実現や、精度の高い高周波回路が得られ
る効果がある。
入力信号周波数成分を打ち消し、入力信号周波数の加算
または減算による周波数成分のみを選択できる周波数混
合回路を、トランジスタ４個による回路で実現したの
で、安価なＩＣ実現や、精度の高い高周波回路が得られ
る効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図２】従来の周波数混合回路の交流回路図である。
【図３】本発明の第２実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図４】本発明の第３実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図５】本発明の第４実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図６】本発明の第５実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図７】本発明の第５実施例の直列共振時の等価回路図
である。
である。
【図８】本発明の第５実施例の並列共振時の等価回路図
である。
である。
【図９】本発明の第６実施例の周波数混合回路の交流回
路図である。
路図である。
【図１０】本発明の第７実施例の周波数混合回路の交流
回路図である。
回路図である。
【図１１】本発明の第８実施例の周波数混合回路の交流
回路図である。
回路図である。
【図１２】本発明の第９実施例の周波数混合回路の交流
回路図である。
回路図である。
【図１３】本発明の第１０実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図１４】本発明の第１０実施例の直列共振時の等価回
路図である。
路図である。
【図１５】本発明の第１０実施例の並列共振時の等価回
路図である。
路図である。
【図１６】本発明の第１１実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図１７】本発明の第１２実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図１８】本発明の第１３実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図１９】本発明の第１４実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２０】本発明の第１４実施例の直列共振時の等価回
路図である。
路図である。
【図２１】本発明の第１４実施例の並列共振時の等価回
路図である。
路図である。
【図２２】本発明の第１５実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２３】本発明の第１６実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２４】本発明の第１７実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２５】本発明の第１８実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２６】本発明の第１９実施例の周波数混合回路の交
流回路図である。
流回路図である。
【図２７】本発明の第１９実施例の直列共振時の等価回
路図である。
路図である。
【図２８】本発明の第１９実施例の並列共振時の等価回
路図である。
路図である。
１〜４、２３、２４ トランジスタ ５、１８、１９ 定電流源 ６〜８、１１〜１２ 抵抗器 ９、１０、１３、３３ コンデンサ １４ 電源 １５ 負荷抵抗器 １６、１７、２６ インピーダンス素子 ３１、３２ インダクタ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年３月２３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】本発明は上記のような問題を解決するため
になされたもので、基本周波数成分を抑圧すると共に、
周波数変換された減算周波数成分、加算周波数成分を選
択できる回路を同一トランジスタ数４個または相補関係
にあるトランジスタ２組で構成する周波数混合回路を得
ることを目的としている。
になされたもので、基本周波数成分を抑圧すると共に、
周波数変換された減算周波数成分、加算周波数成分を選
択できる回路を同一トランジスタ数４個または相補関係
にあるトランジスタ２組で構成する周波数混合回路を得
ることを目的としている。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流がそれぞれトランジスタ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来回路
同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ3ｅ1
（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2）で
あるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電流比率ＫT
は、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］Ｚc／（２
ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒe3＋
Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせること
ができる特長がある。
流に変動があるときは、トランジスタ１、２からのコレ
クタ電流がそれぞれトランジスタ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ＝［（ｉc1＋ｉc2）ｒe3＋ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／２ ｉc1＝（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／２）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ3＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／２）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／２）［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１＋Ｋcｅ1（ω1）］［１＋Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１−Ｋcｅ1（ω1）］［１−Ｋ3ｅ2（ω2）］／２ となるから、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）は、ｅ0
＝ＲLＩ0［１＋ＫcＫ3ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）］となる。
出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2の基本周波数成分は生じることは無く従来回路
同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫcＫ3ｅ1
（ω1）ｅ2（ω2）＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ2（ω2）で
あるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力電流比率ＫT
は、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋ＲE）］Ｚc／（２
ｒe3＋Ｚc）2＝４ＫT0・［ｒe3Ｚc／（２ｒe3＋
Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性をもたせること
ができる特長がある。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３７】トランジスタ３と４のコレクタには、それ
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ4 0（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） 定電流源１８の電流をＩ0として、トランジスタ３、４
にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、トランジ
スタ３、４がＰ型トランジスタであるから、従来例での
説明と同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋcｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
ぞれＩ3c＝Ｉ30（ω1）、Ｉ4c＝Ｉ4 0（ω1）が流れるか
ら、負荷抵抗器１５には、負荷電流ＩLが流れ出力電圧
ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）が得られる。下方の差動増幅器
と同様に、 ｅbe3＝ｅ1（ω1）［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］＝Ｋcｅ1（ω1） 定電流源１８の電流をＩ0として、トランジスタ３、４
にはバイアス電流Ｉ0／４を与えた場合には、トランジ
スタ３、４がＰ型トランジスタであるから、従来例での
説明と同様に Ｉ3c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１−Ｋcｅ1（ω1）］ ここで、Ｋc＝Ｋ［ｒe3／２（ｒe3＋Ｚc）］ Ｉ4c（ω1）≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋcｅ1（ω1）］とな
る。以上により、出力電圧ｅ0＝ＲL（Ｉ3c＋Ｉ4c）＝Ｉ
0／２となり、ｅ1（ω1）成分は生じない。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４７】次に、下方の差動増幅器からのコレクタ電
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流が折り返されて、それぞれ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）（ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ 出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／２（２ｒe3＋Ｚc）2＝２ＫT0・［ｒe3Ｚc
／（２ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を
持たせることができる特長と電圧利用率が改善できる特
長は実施例１１と同じ
流に変動がある時は、トランジスタ１、２からのコレク
タ電流が折り返されて、それぞれ３と４のバイアス電流
を形成するから、トランジスタ３のバイアス電流Ｉ
B3は、 ＩB3＝ｉc1［（ｒe3＋Ｚc）／（２ｒe3＋Ｚc）］ ＋ｉc2［ｒe3／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ＝［（ｉc1＋ｉc2）（ｒe3＋Ｉc1Ｚc）］／（２ｒe3＋Ｚc）］＋Ｉ0／４ ｉc1＝−（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2） ｉc2＝＋（Ｉ0／２）Ｋ2ｅ2（ω2）から、 ＩB3＝（Ｉ0／４）［１−Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］ ここで、Ｋ5＝Ｋ2Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc） ＝ＫＺcｒe1／［（２ｒe3＋Ｚc）２（ｒe1＋ＲE）］ 同様に、トランジスタ４のバイアス電流ＩB4は、 ＩB4＝（Ｉ0／４）［１＋Ｋ2ｅ2（ω2）Ｚc／（２ｒe3＋Ｚc）］ ≒（Ｉ0／４）［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］ 従って、 Ｉ3c（ω2）＝Ｉ0［１−ＫDｅ1（ω1）］［１−Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ Ｉ4c（ω2）＝Ｉ0［１＋ＫDｅ1（ω1）］［１＋Ｋ5ｅ2（ω2）］／４ 出力には、周波数変換成分である減算周波数成分（ω1
−ω2）、加算周波数成分（ω1＋ω2）のみが得られ、
ω1、ω2 の基本周波数成分は生じることは無く従来回
路同様の効果が得られる。交流成分ｅ0＝ＲLＩ0ＫDＫ5
ｅ1（ω1）ｅ2（ω2）／２＝ＲLＩ0ＫTｅ1（ω1）ｅ
2（ω2）であるから、全回路電流Ｉ0に対する交流出力
電流比率ＫTは、ＫT＝［Ｋ2ｒe1ｒe3／２（ｒe1＋
ＲE）］Ｚc／２（２ｒe3＋Ｚc）2＝２ＫT0・［ｒe3Ｚc
／（２ｒe3＋Ｚc）2］となり、Ｚcにより周波数特性を
持たせることができる特長と電圧利用率が改善できる特
長は実施例１１と同じ
Claims (9)
- 【請求項１】 注入信号で変動する差動出力電流をバイ
アス電流として非線形動作をする差動出力型周波数混合
器において、 差動増幅器を構成するトランジスタ（下方のトランジス
タ）のコレクタに、同一型のトランジスタ（上方のトラ
ンジスタ）のエミッタをそれぞれ接続し、この上方のト
ランジスタの各コレクタを共通負荷に接続すると共にそ
のエミッタ間をインピーダンス素子で接続し、上方の一
方のトランジスタのベースを接地し不平衡入力としたこ
とを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項２】 注入信号で変動する差動出力電流をバイ
アス電流として非線形動作をする差動出力型周波数混合
器において、 差動増幅器を構成するトランジスタ（下方のトランジス
タ）のコレクタに、同一型のトランジスタ（上方のトラ
ンジスタ）のエミッタをそれぞれ接続し、この上方のト
ランジスタのコレクタを共通負荷に接続すると共に、上
方の各トランジスタのエミッタとアース間をインピーダ
ンス素子で接続し平衡入力としたことを特徴とする周波
数混合回路。 - 【請求項３】 注入信号で変動する差動出力電流をバイ
アス電流として非線形動作をする差動出力型周波数混合
器において、 差動増幅器を構成するトランジスタ（下方のトランジス
タ）のコレクタに、相補型のトランジスタ（上方のトラ
ンジスタ）のエミッタをそれぞれ接続し、上方のトラン
ジスタの各コレクタを共通負荷に接続すると共に各エミ
ッタをインピーダンス素子を介して共通定電流源に接続
することを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項４】 注入信号で変動する差動出力電流をバイ
アス電流として非線形動作をする差動出力型周波数混合
器において、 差動増幅器を構成するトランジスタ（下方のトランジス
タ）のコレクタに、相補型のトランジスタ（上方のトラ
ンジスタ）のエミッタをそれぞれ接続し、この上方のト
ランジスタの各コレクタを共通負荷に接続すると共に各
エミッタをインピーダンス素子を介して定電流源に接続
することを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項５】 請求項１〜４におけるインピーダンス素
子を、２つの入力信号周波数の加算周波数で共振する直
列共振回路とすることを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項６】 請求項１〜４におけるインピーダンス素
子を、２つの入力信号周波数の減算周波数で共振する直
列共振回路とすることを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項７】 請求項１〜４におけるインピーダンス素
子を、２つの入力信号周波数の加算周波数で共振する並
列共振回路とすることを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項８】 請求項１〜４におけるインピーダンス素
子を、２つの入力信号周波数の減算周波数で共振する並
列共振回路とすることを特徴とする周波数混合回路。 - 【請求項９】 請求項１〜４における１以上のトランジ
スタをＦＥＴとすることを特徴とする周波数混合回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27089693A JPH07131252A (ja) | 1993-10-28 | 1993-10-28 | 周波数混合回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27089693A JPH07131252A (ja) | 1993-10-28 | 1993-10-28 | 周波数混合回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07131252A true JPH07131252A (ja) | 1995-05-19 |
Family
ID=17492489
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27089693A Pending JPH07131252A (ja) | 1993-10-28 | 1993-10-28 | 周波数混合回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07131252A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008022323A (ja) * | 2006-07-13 | 2008-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 歪み補正回路 |
| JP2009182860A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | 乗算回路及び通信装置 |
| JP2012080061A (ja) * | 2010-09-09 | 2012-04-19 | Fujitsu Ltd | 駆動回路 |
-
1993
- 1993-10-28 JP JP27089693A patent/JPH07131252A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008022323A (ja) * | 2006-07-13 | 2008-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 歪み補正回路 |
| JP2009182860A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Kyocera Corp | 乗算回路及び通信装置 |
| JP2012080061A (ja) * | 2010-09-09 | 2012-04-19 | Fujitsu Ltd | 駆動回路 |
| US9161403B2 (en) | 2010-09-09 | 2015-10-13 | Fujitsu Limited | Driving circuit having a dummy load connected to one output node of a differential pair |
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