JPH0714223B2 - 色信号処理方法 - Google Patents
色信号処理方法Info
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- JPH0714223B2 JPH0714223B2 JP63169429A JP16942988A JPH0714223B2 JP H0714223 B2 JPH0714223 B2 JP H0714223B2 JP 63169429 A JP63169429 A JP 63169429A JP 16942988 A JP16942988 A JP 16942988A JP H0714223 B2 JPH0714223 B2 JP H0714223B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 22
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000614 phase inversion technique Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は家庭用VTRのように、低域変換色信号を用いた
記録再生装置における色信号処理方法に関するものであ
る。
記録再生装置における色信号処理方法に関するものであ
る。
従来の技術 従来、家庭用VTRにおいて、色信号Ｃは映像信号の水平
同期信号Ｈの周波数Hと所定の関係にある周波数Lに
低域変換され、低域変換色信号Ｌとなり、FM変調された
輝度信号Ｙと混合され、磁気テープ上に記録され、再生
時は逆の操作で処理することにより再生色信号を得るこ
とができる。
同期信号Ｈの周波数Hと所定の関係にある周波数Lに
低域変換され、低域変換色信号Ｌとなり、FM変調された
輝度信号Ｙと混合され、磁気テープ上に記録され、再生
時は逆の操作で処理することにより再生色信号を得るこ
とができる。
ここで、VHS方式はLを40Hに設定し、かつ90°ロー
タリを行なうフェーズシフト方式（PS方式）を採用して
おり、またβ方式,8mm方式はLとして43.75Hと47.25
Hに設定し、かつ位相反転を行うフェーズインバート
方式（PI方式）を採用しているのは、周知である。ここ
で、従来のVHS方式の色信号処理回路を第８図に示し、
簡単に説明する。
タリを行なうフェーズシフト方式（PS方式）を採用して
おり、またβ方式,8mm方式はLとして43.75Hと47.25
Hに設定し、かつ位相反転を行うフェーズインバート
方式（PI方式）を採用しているのは、周知である。ここ
で、従来のVHS方式の色信号処理回路を第８図に示し、
簡単に説明する。
記録時、周波数Cである入力色信号Ｃは端子20より入
力され、メインの乗算器であるBM21にて信号Ａと乗算さ
れ、信号Ｌとなる。ここで、信号Ｌの周波数Lは40H
であり、約629KHz、信号Ａの周波数aはa＝C＋L
であり、約4.2MHzとなる。一方、入力映像信号より水平
同期信号Ｈを得、てい倍する回路が、AFC回路26であ
り、AFC回路26は位相比較器PC27,電圧制御発振器（VC
O）28,1/8分周器29,1/40分周器30,より構成されてい
る。このAFC回路26では、320Hで発振するVCO28の出力
を分周することにより、90°ロータリーされた40Hを
得ている。その40Hの信号と、入力カラーバーストとA
PC回路23でロックした3.58MHzがサブの乗算器BM22で乗
算されることにより、信号Ａを得ている。
力され、メインの乗算器であるBM21にて信号Ａと乗算さ
れ、信号Ｌとなる。ここで、信号Ｌの周波数Lは40H
であり、約629KHz、信号Ａの周波数aはa＝C＋L
であり、約4.2MHzとなる。一方、入力映像信号より水平
同期信号Ｈを得、てい倍する回路が、AFC回路26であ
り、AFC回路26は位相比較器PC27,電圧制御発振器（VC
O）28,1/8分周器29,1/40分周器30,より構成されてい
る。このAFC回路26では、320Hで発振するVCO28の出力
を分周することにより、90°ロータリーされた40Hを
得ている。その40Hの信号と、入力カラーバーストとA
PC回路23でロックした3.58MHzがサブの乗算器BM22で乗
算されることにより、信号Ａを得ている。
再生時は、ジッタ成分を含んだ周波数Lの再生信号Ｌ
とジッタ成分を含んだ信号Ａ（周波数a＝C＋L）
をメインの乗算器BM31で乗算することにより、ジッタ成
分のない再生色信号CPを得ている。ここで、信号Ａは、
再生色信号CPと基準信号発生回路Ｘ′tal36の出力であ
る3.58MHzの基準信号refを位相比較器PC33で位相比較
した情報により、VCO34を制御し320Hを得、1/8分周回
路で90°ロータリと分周を行ない40Hとなり、その信
号とrefとをサブの乗算器BM32で乗算することによ
り、ref＋40Hつまり信号Ａを得ている。ここで、こ
の再生系の回路が再生色信号CPのカラーバーストをre
fと同一周波数、一定位相になるように制御するAPC回路
37であることは周知である。
とジッタ成分を含んだ信号Ａ（周波数a＝C＋L）
をメインの乗算器BM31で乗算することにより、ジッタ成
分のない再生色信号CPを得ている。ここで、信号Ａは、
再生色信号CPと基準信号発生回路Ｘ′tal36の出力であ
る3.58MHzの基準信号refを位相比較器PC33で位相比較
した情報により、VCO34を制御し320Hを得、1/8分周回
路で90°ロータリと分周を行ない40Hとなり、その信
号とrefとをサブの乗算器BM32で乗算することによ
り、ref＋40Hつまり信号Ａを得ている。ここで、こ
の再生系の回路が再生色信号CPのカラーバーストをre
fと同一周波数、一定位相になるように制御するAPC回路
37であることは周知である。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来例の構成では、記録、再生系そ
れぞれに乗算器が２ケ必要であり、回路が複雑となる。
また、サブの乗算器での不要成分の発生、キャリアリー
クの発生が信号に悪影響を及ぼし、さらには、第７図の
サブの乗算器BM22,BM32の後段には必ずバンドパスフィ
ルタが必要となり、回路規模，コストが大となるという
課題があった。
れぞれに乗算器が２ケ必要であり、回路が複雑となる。
また、サブの乗算器での不要成分の発生、キャリアリー
クの発生が信号に悪影響を及ぼし、さらには、第７図の
サブの乗算器BM22,BM32の後段には必ずバンドパスフィ
ルタが必要となり、回路規模，コストが大となるという
課題があった。
また、民生用VTRの再生信号のように、ノンスタンダー
ドのNTSC信号が端子20より入力された場合、低域変換色
信号Ｌは水平同期信号Ｈと正確に所定の関係、例えば40
Hにならないという課題があった。
ドのNTSC信号が端子20より入力された場合、低域変換色
信号Ｌは水平同期信号Ｈと正確に所定の関係、例えば40
Hにならないという課題があった。
課題を解決するための手段 本発明の色信号処理方法は、周波数Cである色信号Ｃ
を水平同期信号周波数Hと所定の関係にある周波数L
の低域変換色信号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録
し、再生時に逆の処理により再生色信号を得る記録再生
装置において、記録時に、水平同期信号をPLL回路に入
力することにより周波数Lである信号Ｄを得、前記信
号Ｄと前記低域変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位
相を位相比較回路にて比較し、その情報により発振周波
数がa（a＝C＋L）である電圧制御発振回路を制
御し、前記電圧制御発振回路の出力信号Ａと前記色信号
Ｃを乗算することにより、前記低域変換色信号Ｌを得る
ように構成したものである。
を水平同期信号周波数Hと所定の関係にある周波数L
の低域変換色信号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録
し、再生時に逆の処理により再生色信号を得る記録再生
装置において、記録時に、水平同期信号をPLL回路に入
力することにより周波数Lである信号Ｄを得、前記信
号Ｄと前記低域変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位
相を位相比較回路にて比較し、その情報により発振周波
数がa（a＝C＋L）である電圧制御発振回路を制
御し、前記電圧制御発振回路の出力信号Ａと前記色信号
Ｃを乗算することにより、前記低域変換色信号Ｌを得る
ように構成したものである。
作用 本発明は、上記した構成により、乗算器を記録、再生そ
れぞれ１ケで良く、つまりサブの乗算器を省くことがで
き、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発生
していた不要成分，キャリアリーク等の信号妨害成分を
無くし、さらにはハンドパスフィルタも不要になり、性
能，コスト両面での大幅な改善を実現するものである。
れぞれ１ケで良く、つまりサブの乗算器を省くことがで
き、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発生
していた不要成分，キャリアリーク等の信号妨害成分を
無くし、さらにはハンドパスフィルタも不要になり、性
能，コスト両面での大幅な改善を実現するものである。
さらに、低域変換色信号Ｌは水平同期信号Ｈと正確に所
定の関係、例えば40Hに変換されるものである。
定の関係、例えば40Hに変換されるものである。
実施例 以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第１図に、第１の実施例のブロック図を示す。端子１よ
り入来した色信号Ｃは、乗算器BM3で電圧制御発振器VCO
9からの信号Ａと乗算されて低域変換色信号Ｌとなる。
一方、端子２より入力された水平同期信号Ｈは、位相比
較器4,VCO5,分周回路６より構成されたAFC回路７に入力
され信号Ｄを得る。信号Ｄと信号Ｌのカラーバーストの
位相を位相比較器PC8で比較し、その情報によりVCO9を
制御する。
り入来した色信号Ｃは、乗算器BM3で電圧制御発振器VCO
9からの信号Ａと乗算されて低域変換色信号Ｌとなる。
一方、端子２より入力された水平同期信号Ｈは、位相比
較器4,VCO5,分周回路６より構成されたAFC回路７に入力
され信号Ｄを得る。信号Ｄと信号Ｌのカラーバーストの
位相を位相比較器PC8で比較し、その情報によりVCO9を
制御する。
これにより、信号Ｌは信号Ｄと位相ロックしたものとな
る。今、水平走査周波数をHとし、色信号周波数をC
とする。分周回路６を1/40分周とし信号Ｄを40Hとす
ると、信号Ｌは40Hとなる。ここで、信号Ａの周波数
aはC＋40Hで発振することになる。
る。今、水平走査周波数をHとし、色信号周波数をC
とする。分周回路６を1/40分周とし信号Ｄを40Hとす
ると、信号Ｌは40Hとなる。ここで、信号Ａの周波数
aはC＋40Hで発振することになる。
次に本発明の第２の実施例を第２図に示す。第２図は、
低域変換色信号Ｌの位相を、Ｈ周期ごとに90°づつ進め
たり遅らせたりする90°ロータリーを動作させるため、
第１の実施例に90°ロータリー回路10,11を追加したも
のである。第３図に90°ロータリー回路10のブロック図
を示す。
低域変換色信号Ｌの位相を、Ｈ周期ごとに90°づつ進め
たり遅らせたりする90°ロータリーを動作させるため、
第１の実施例に90°ロータリー回路10,11を追加したも
のである。第３図に90°ロータリー回路10のブロック図
を示す。
VCO9の出力信号Ａは90°シフト回路12とロータリ回路13
で構成される90°ロータリ回路10に入力される。
で構成される90°ロータリ回路10に入力される。
90°シフト回路12では、信号Ａの位相を90°づつずらし
た４相の信号A1，A2，A3，A4を生成し、90°ロータリ回
路では水平同期信号Ｈとヘッド切換信号HSWの情報によ
り水平同期ごとに、あるフィールドでは、位相が90°進
む方向、次のフィールドでは90°遅れる方向にフィール
ドごとに切換える動作を行ない、信号ARを得る。
た４相の信号A1，A2，A3，A4を生成し、90°ロータリ回
路では水平同期信号Ｈとヘッド切換信号HSWの情報によ
り水平同期ごとに、あるフィールドでは、位相が90°進
む方向、次のフィールドでは90°遅れる方向にフィール
ドごとに切換える動作を行ない、信号ARを得る。
このARと色信号Ｃを乗算器BM3で乗算することにより90
°ロータリされた低域色信号Ｌを得ることができる。但
しこの時、位相比較器PC8の２入力のうち、いずれか一
方も同様な90°ロータリ回路を挿入する必要がある。第
２図ではVCO5とPC8の間に90°ロータリ回路11を挿入し
ている。ここで90°ロータリ回路11は乗算器BM3と位相
比較器PC8間に挿入しても良い。
°ロータリされた低域色信号Ｌを得ることができる。但
しこの時、位相比較器PC8の２入力のうち、いずれか一
方も同様な90°ロータリ回路を挿入する必要がある。第
２図ではVCO5とPC8の間に90°ロータリ回路11を挿入し
ている。ここで90°ロータリ回路11は乗算器BM3と位相
比較器PC8間に挿入しても良い。
次に本発明の第３の実施例を第4,5図に示す。第３の実
施例は第２の実施例における90°シフト回路12を1/4分
周器14とし、1/4分周器14で分周する際に90°づつずれ
た位相を４相生成することにより90°の精度を上げたも
のである。そのために、VCO5,9の発振周波数は４倍とな
り、VCO5が160H、VCO9が４×（C＋40H）となる。
他の動作は第２の実施例と同様である。
施例は第２の実施例における90°シフト回路12を1/4分
周器14とし、1/4分周器14で分周する際に90°づつずれ
た位相を４相生成することにより90°の精度を上げたも
のである。そのために、VCO5,9の発振周波数は４倍とな
り、VCO5が160H、VCO9が４×（C＋40H）となる。
他の動作は第２の実施例と同様である。
次に本発明の第４の実施例を第６図に示す。第６図は、
低域変換色信号Ｌの位相をＨ周期ごとに反転するフィー
ルドと、反転しないフィールドが交互に生じるように動
作するフェーズインバート回路P115を第１図に挿入した
ものである。
低域変換色信号Ｌの位相をＨ周期ごとに反転するフィー
ルドと、反転しないフィールドが交互に生じるように動
作するフェーズインバート回路P115を第１図に挿入した
ものである。
第６図のフェーズインバート回路P115は、VCO9の出力信
号Ａをあるフィールドでは信号Ａと信号Ａを反転した信
号を水平同期信号周期で切換えて出力し、次のフィール
ドでは信号Ａを出力するように動作し、信号AIを生成す
るものである。信号AIと入力色信号Ｃが乗算器BM3で乗
算されてフェーズインバートされた低域変換色信号Ｌを
得ることができる。
号Ａをあるフィールドでは信号Ａと信号Ａを反転した信
号を水平同期信号周期で切換えて出力し、次のフィール
ドでは信号Ａを出力するように動作し、信号AIを生成す
るものである。信号AIと入力色信号Ｃが乗算器BM3で乗
算されてフェーズインバートされた低域変換色信号Ｌを
得ることができる。
VCO5の出力も同様にPI回路16を通した後、PC8に入力さ
れることになる。
れることになる。
ここで、信号Ａの発振周波数aは、a ＝C＋43.75Hもしくは、a ＝C＋47.25Hである。
次に本発明の第５の実施例を第７図に示す。第５図は、
第１図に90°ロータリー回路10と乗算器17を追加したも
のである。つまり、BM3,PC8,VCO9で構成されるPLLルー
プには90°ロータリーの回路を挿入せずに、安定に動作
させ、低域変換色信号Ｌを得る乗算器BM17へはVCO9の出
力である信号Ａを90°ロータリ回路10を通して信号ARと
して送ることにより、90°ロータリされた低域変換色信
号Ｌを得るものである。
第１図に90°ロータリー回路10と乗算器17を追加したも
のである。つまり、BM3,PC8,VCO9で構成されるPLLルー
プには90°ロータリーの回路を挿入せずに、安定に動作
させ、低域変換色信号Ｌを得る乗算器BM17へはVCO9の出
力である信号Ａを90°ロータリ回路10を通して信号ARと
して送ることにより、90°ロータリされた低域変換色信
号Ｌを得るものである。
この場合乗算器はBM3,BM17と２ケ必要となるが、BM3の
不要成分やキャリアリークは従来例のように出力信号Ｌ
に大きな悪影響を及ぼすことはなく、性能が改善され
る。
不要成分やキャリアリークは従来例のように出力信号Ｌ
に大きな悪影響を及ぼすことはなく、性能が改善され
る。
ここで、第５の実施例において、第７図の90°ロータリ
回路10のかわりに、PI回路15を挿入すると、PIされた低
域変換色信号Ｌを安定に得ることができる。
回路10のかわりに、PI回路15を挿入すると、PIされた低
域変換色信号Ｌを安定に得ることができる。
また、上記実施例の説明において、位相比較器の前段ま
たは後段に挿入されるバーストゲート回路、VCO回路の
前段に挿入されるローパスフィルタ、乗算器の後段に挿
入されるバンドパスフィルタ等は、省略している。
たは後段に挿入されるバーストゲート回路、VCO回路の
前段に挿入されるローパスフィルタ、乗算器の後段に挿
入されるバンドパスフィルタ等は、省略している。
また、PLLループのVCO回路の出力信号の周波数と、分周
回路の分周比は、実施例に示された値だけでなく種々設
定できるのはいうまでもない。0.25H等の端数の場
合、例えばVCO回路の出力信号の周波数を４倍して整数
値で処理するのが好ましい。
回路の分周比は、実施例に示された値だけでなく種々設
定できるのはいうまでもない。0.25H等の端数の場
合、例えばVCO回路の出力信号の周波数を４倍して整数
値で処理するのが好ましい。
発明の効果 以上のように本発明は、上記構成により、乗算器を１個
用いるだけで良く、つまり、サブの乗算器を省くことが
でき、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発
生していた不要成分、キャリアリーク等の信号妨害成分
を無くし、さらにはバンドパスフィルタも不要になり、
性能，コスト両面での大幅な改善を実現するものであ
る。
用いるだけで良く、つまり、サブの乗算器を省くことが
でき、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発
生していた不要成分、キャリアリーク等の信号妨害成分
を無くし、さらにはバンドパスフィルタも不要になり、
性能，コスト両面での大幅な改善を実現するものであ
る。
さらに、低域変換色信号Ｌは水平同期信号Ｈと正確に所
定の関係、例えば40Hに変換されるものである。
定の関係、例えば40Hに変換されるものである。
第１図は本発明の第１の実施例を示したブロック図、第
２図は本発明の第２の実施例を示したブロック図、第３
図は本発明の90°ロータリ回路を示したブロック図、第
４図は本発明の第３の実施例を示したブロック図、第５
図は本発明の90°ロータリ回路を示したブロック図、第
６図は本発明の第４の実施例を示したブロック図、第７
図は本発明の第５の実施例を示したブロック図、第８図
は従来例を示したブロック図である。 3,17……乗算器、4,8……位相比較器、5,9……電圧制御
発振回路、6,14……分周回路、７……AFC回路、10,11…
…90°ロータリ回路、12……90°シフト回路、13……ロ
ータリ回路、15,16……フェーズインバート回路。
２図は本発明の第２の実施例を示したブロック図、第３
図は本発明の90°ロータリ回路を示したブロック図、第
４図は本発明の第３の実施例を示したブロック図、第５
図は本発明の90°ロータリ回路を示したブロック図、第
６図は本発明の第４の実施例を示したブロック図、第７
図は本発明の第５の実施例を示したブロック図、第８図
は従来例を示したブロック図である。 3,17……乗算器、4,8……位相比較器、5,9……電圧制御
発振回路、6,14……分周回路、７……AFC回路、10,11…
…90°ロータリ回路、12……90°シフト回路、13……ロ
ータリ回路、15,16……フェーズインバート回路。
Claims (7)
- 【請求項１】周波数Cである色信号Ｃを水平同期信号
周波数Hと所定の関係にある周波数Lの低域変換色信
号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録し、再生時に逆
の処理により再生色信号を得る記録再生装置において、
記録時に、水平同期信号をPLL回路に入力することによ
り周波数Lである信号Ｄを得、前記信号Ｄと前記低域
変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位相を位相比較回
路にて比較し、その情報により発振周波数がa（a＝
C＋L）である電圧制御発振回路を制御し、前記電圧
制御発振回路の出力信号Ａと前記色信号Ｃを乗算するこ
とにより、前記低域変換色信号Ｌを得ることを特徴とす
る色信号処理方法。 - 【請求項２】記録時に、周波数a（a＝C＋L）で
発振する電圧制御発振回路の出力信号Ａを第１の90°ロ
ータリ回路に入力し、前記第１の90°ロータリ回路では
信号Ａの位相が90°づつずれている４相の信号A1，A2，
A3，A4をあるフィールドでは、１水平走査ごとに位相が
90°づつ進む方向、次のフィールドでは、90°づつ遅れ
る方向とフィールドごとにロータリーの方向を逆に切換
えた信号ARを得、前記信号ARと前記色信号Ｃとを乗算す
ることにより低域変換色信号Ｌを得、さらに位相比較器
の２入力のうちのいずれか一方の入力信号を第２の90°
ロータリ回路に入力し、入力信号の位相が90°づつずれ
ている４相の信号をあるフィールドでは、１水平走査ご
とに位相が90°づつ進む方向、次のフィールドでは、90
°づつ遅れる方向とフィールドごとにロータリーの方向
を逆に切換えた信号を得た後、前記位相比較器に入力す
ることを特徴とする請求項（１）記載の色信号処理方
法。 - 【請求項３】記録時に、周波数a（a＝C＋L）で
発振する電圧制御発振回路の出力信号Ａを第１のフェー
ズインバート回路に入力し、あるフィールドでは信号Ａ
の位相を180°反転させた信号と信号Ａを１水平走査ご
とに切換え、次のフィールドでは信号Ａをそのまま出力
するように、フィールドごとに交互に切換えた信号AIを
得、前記AIと色信号Ｃとを乗算し、低域変換色信号Ｌを
得、さらに位相比較器の２入力のうちのいずれか一方の
入力信号を、第２のフェーズインバート回路に入力し、
あるフィールドでは入力信号の位相を180°反転させた
信号と元の信号を１水平走査ごとに切換え、次のフィー
ルドでは元の信号をそのまま出力するように、フィール
ドごとに交互に切換えた信号を得た後、前記位相比較器
に入力することを特徴とする請求項（１）記載の色信号
処理方法。 - 【請求項４】記録時に、周波数４×a（a＝C＋
L）で発振する発振回路の出力信号Ｂを、1/4分周回路
に入力し、位相が90°づつずれている４相の信号A1，
A2，A3，A4を得ることを特徴とする請求項（２）記載の
色信号処理方法。 - 【請求項５】周波数Cである色信号Ｃを水平同期信号
周波数Hと所定の関係にある周波数Lの低域変換色信
号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録し、再生時に逆
の処理により再生色信号を得る記録再生装置において、
記録時に、水平同期信号をPLL回路に入力することによ
り周波数Lである信号Ｄを得、前記信号Ｄと第１の低
域変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位相を位相比較
回路にて比較し、その情報により発振周波数がa（a
＝C＋L）である電圧制御発振回路を制御し、前記電
圧制御発振回路の出力信号Ａと前記色信号Ｃを乗算する
ことにより、前記第１の低域変換色信号Ｌを得、前記電
圧制御発振回路の出力信号Ａを90°ロータリ回路に入力
し、前記90°ロータリ回路では信号Ａの位相が90°づつ
ずれている４相の信号A1，A2，A3，A4をあるフィールド
では、１水平走査ごとに位相が90°づつ進む方向、次の
フィールドでは、90°づつ遅れる方向とフィールドごと
にロータリーの方向を逆に切換えた信号ARを得、前記信
号ARと前記色信号Ｃとを乗算することにより第２の低域
変換色信号Ｌを得、前記第２の低域変換色信号Ｌを出力
信号とすることを特徴とする色信号処理方法。 - 【請求項６】低域変換色信号Ｌの周波数Hは、40Hで
あることを特徴とする請求項（１），（２），（４）又
は（５）のいずれかに記載の色信号処理方法。 - 【請求項７】低域変換色信号Ｌの周波数Hは、43.75
Hもしくは47.25Hであることを特徴とする請求項
（１）又は（３）のいずれかに記載の色信号処理方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63169429A JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63169429A JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0219095A JPH0219095A (ja) | 1990-01-23 |
| JPH0714223B2 true JPH0714223B2 (ja) | 1995-02-15 |
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ID=15886431
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63169429A Expired - Fee Related JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0714223B2 (ja) |
-
1988
- 1988-07-07 JP JP63169429A patent/JPH0714223B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0219095A (ja) | 1990-01-23 |
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