JPH0219095A - 色信号処理方法 - Google Patents
色信号処理方法Info
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- JPH0219095A JPH0219095A JP63169429A JP16942988A JPH0219095A JP H0219095 A JPH0219095 A JP H0219095A JP 63169429 A JP63169429 A JP 63169429A JP 16942988 A JP16942988 A JP 16942988A JP H0219095 A JPH0219095 A JP H0219095A
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- signal
- frequency
- phase
- color signal
- circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は家庭用ＶＴＲのように、低域変換色信号を用い
た記録再生装置における色信号処理方法に関するもので
ある。
た記録再生装置における色信号処理方法に関するもので
ある。
従来の技術
従来、家庭用ＶＴＲにおいて、色信号Ｃは映像信号の水
平同期信号Ｈの周波数ｆＨと所定の関係にある周波数ｆ
Ｌに低域変換され、低域変換色信号りとなり、ＦＭ変調
された輝度信号Ｙと混合され、磁気テープ上に記録され
、再生時は逆の操作で処理することにより再生色信号を
得ることができる。
平同期信号Ｈの周波数ｆＨと所定の関係にある周波数ｆ
Ｌに低域変換され、低域変換色信号りとなり、ＦＭ変調
された輝度信号Ｙと混合され、磁気テープ上に記録され
、再生時は逆の操作で処理することにより再生色信号を
得ることができる。
ここで、ＶＨ３方式はｆＬを４ｏｆＨに設定し、かつ９
０′ロータリを行なうフェーズシフト方式（ＰＳ方式）
を採用しており、またβ方式、８ｍｍ方式はｆＬとして
４３．１５ｆＨと４７．２５Ｊ□に設定し、かつ位相反
転を行うフェーズインバート方式（ＰＩ方式）を採用し
ているのは、周知である。ここで、従来のＶＨ３方式の
色信号処理回路を第８図に示し、簡単に説明する。
０′ロータリを行なうフェーズシフト方式（ＰＳ方式）
を採用しており、またβ方式、８ｍｍ方式はｆＬとして
４３．１５ｆＨと４７．２５Ｊ□に設定し、かつ位相反
転を行うフェーズインバート方式（ＰＩ方式）を採用し
ているのは、周知である。ここで、従来のＶＨ３方式の
色信号処理回路を第８図に示し、簡単に説明する。
記録時、周波数！。である入力色信号Ｃは端子２０より
入力され、メインの乗算器であるＢ Ｍ２１にて信号Ａ
と乗算され、信号りとなる。ここで、信号りの周波数ｆ
Ｌは４０ｆＨであり、約６２９Ｋｌ（ｚ、信号Ａの周波
数ｆＬはｆａ −ｆｃ ”ＪＬであり、約４．２ＭＨｚ
となる。一方、入力映像信号より水平゛同１期信号Ｈを
得、てぃ倍する回路が、ＡＦＣ回路２６であり、ＡＦＣ
回路２６は位相比較器ＰＣ２７，？！圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２８゜１／８分周器２９，１／４０分周器３０．
より構成されている。このＡＦＣ回路２６では、３２０
ｆＨで発振するＶＣＯ２８の出力を分周することにより
、９０１０−タリーされた４０ｆ□を得ている。
入力され、メインの乗算器であるＢ Ｍ２１にて信号Ａ
と乗算され、信号りとなる。ここで、信号りの周波数ｆ
Ｌは４０ｆＨであり、約６２９Ｋｌ（ｚ、信号Ａの周波
数ｆＬはｆａ −ｆｃ ”ＪＬであり、約４．２ＭＨｚ
となる。一方、入力映像信号より水平゛同１期信号Ｈを
得、てぃ倍する回路が、ＡＦＣ回路２６であり、ＡＦＣ
回路２６は位相比較器ＰＣ２７，？！圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２８゜１／８分周器２９，１／４０分周器３０．
より構成されている。このＡＦＣ回路２６では、３２０
ｆＨで発振するＶＣＯ２８の出力を分周することにより
、９０１０−タリーされた４０ｆ□を得ている。
その４０ｆＨの信号と、入力カラーバーストとＡＰＣ回
路２３で口ｙりした３、 ５８ ＭＨｚがサブの乗算器
ＢＭ２２で乗算されることにより、信号Ａを得ている。
路２３で口ｙりした３、 ５８ ＭＨｚがサブの乗算器
ＢＭ２２で乗算されることにより、信号Ａを得ている。
再生時は、ジッタ成分を含んだ周波数ｆＬの再生信号り
とジッタ成分を含んだ信号Ａ（周波数ｆａ＝ｆＣ＋ｆＬ
）をメインの乗算器ＢＭ３１で乗算することにより、ジ
ッタ成分のない再生色信号Ｃ８を得ている。ここで、信
号Ａは、再生色信号Ｃ８と基準信号発生回路Ｘ’ｔａ１
３６の出力である３、 ５８ ＭＨｚの基準信号ｆ ｒ
ｅｆを位相比較器ＰＣ３３で位相比較した情報により、
ＶＣＯ３４を制御し３２０ｆＨを得、１７８分周回路で
９０″ロークリと分周を行ない４０ｆＨとなり、その信
号とｆ ｒｅｆとをサブの乗算器ＢＭ３２で乗算するこ
とにより、ｆｒｅｆ＋４０ｊＨつまり信号Ａを得ている
。ここで、この再生系の回路が再生色信号Ｃ３のカラー
バーストをｊ ｒｅｆと同一周波数、定位相になるよう
に制御するＡＰＣ回路３７であることは周知である。
とジッタ成分を含んだ信号Ａ（周波数ｆａ＝ｆＣ＋ｆＬ
）をメインの乗算器ＢＭ３１で乗算することにより、ジ
ッタ成分のない再生色信号Ｃ８を得ている。ここで、信
号Ａは、再生色信号Ｃ８と基準信号発生回路Ｘ’ｔａ１
３６の出力である３、 ５８ ＭＨｚの基準信号ｆ ｒ
ｅｆを位相比較器ＰＣ３３で位相比較した情報により、
ＶＣＯ３４を制御し３２０ｆＨを得、１７８分周回路で
９０″ロークリと分周を行ない４０ｆＨとなり、その信
号とｆ ｒｅｆとをサブの乗算器ＢＭ３２で乗算するこ
とにより、ｆｒｅｆ＋４０ｊＨつまり信号Ａを得ている
。ここで、この再生系の回路が再生色信号Ｃ３のカラー
バーストをｊ ｒｅｆと同一周波数、定位相になるよう
に制御するＡＰＣ回路３７であることは周知である。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来例の構成では、記録、再生系そ
れぞれに乗算器が２ケ必要であり、回路が複雑となる。
れぞれに乗算器が２ケ必要であり、回路が複雑となる。
また、サブの乗算器での不要成分の発生、キャリアリー
クの発生が信号に悪影響を及ぼし、さらには、第７図の
サブの乗算器ＢＭ２２８Ｍ３２の後段には必ずバンドパ
スフィルタが必要となり、回路規模、コストが大となる
という課題があった。
クの発生が信号に悪影響を及ぼし、さらには、第７図の
サブの乗算器ＢＭ２２８Ｍ３２の後段には必ずバンドパ
スフィルタが必要となり、回路規模、コストが大となる
という課題があった。
また、民生用ＶＴＲの再生信号のように、ノンスタンダ
ードのＮＴＳＣ信号が端子２０より入力された場合、低
域変換色信号りは水平同期信号Ｈと正確に所定の関係、
例えば４０ｆｌＩにならないという課題があった。
ードのＮＴＳＣ信号が端子２０より入力された場合、低
域変換色信号りは水平同期信号Ｈと正確に所定の関係、
例えば４０ｆｌＩにならないという課題があった。
課題を解決するための手段
本発明の色信号処理方法は、周波数ｆ。である色信号Ｃ
を水平同期信号周波数ｆ）ｌと所定の関係にある周波数
ｆＬの低域変換色信号りに低域変換した後記録媒体上に
記録し、再生時に逆の処理により再生色信号を得る記録
再生装置において、記録時に、水平同期信号をＰＬＬ回
路に入力することにより周波数ｆＬである信号りを得、
前記信号りと前記低域変換色信号りのカラーバースト部
分の位相を位相比較回路にて比較し、その情報により発
振周波数がｆａ （ｆａ＝ｆ。＋ｆＬ）である電圧制
御発振回路を制御し、前記電圧制御発振回路の出力信号
Ａと前記色信号Ｃを乗算することにより、前記低域変換
色信号りを得るように構成したものである。
を水平同期信号周波数ｆ）ｌと所定の関係にある周波数
ｆＬの低域変換色信号りに低域変換した後記録媒体上に
記録し、再生時に逆の処理により再生色信号を得る記録
再生装置において、記録時に、水平同期信号をＰＬＬ回
路に入力することにより周波数ｆＬである信号りを得、
前記信号りと前記低域変換色信号りのカラーバースト部
分の位相を位相比較回路にて比較し、その情報により発
振周波数がｆａ （ｆａ＝ｆ。＋ｆＬ）である電圧制
御発振回路を制御し、前記電圧制御発振回路の出力信号
Ａと前記色信号Ｃを乗算することにより、前記低域変換
色信号りを得るように構成したものである。
作用
本発明は、上記した構成により、乗算器を記録、再生そ
れぞれ１ケで良く、つまりサブの乗算器を省くことがで
き、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発生
していた不要成分５キヤリアリーク等の信号妨害成分を
無くシ、さらにはバンドパスフィルタも不要になり、性
能、コスト両面での大幅な改善を実現するものである。
れぞれ１ケで良く、つまりサブの乗算器を省くことがで
き、回路が大幅に簡単になる。またサブの乗算器で発生
していた不要成分５キヤリアリーク等の信号妨害成分を
無くシ、さらにはバンドパスフィルタも不要になり、性
能、コスト両面での大幅な改善を実現するものである。
さらに、低域変換色信号しは水平同期信号１（と正確に
所定の関係、例えば４０ｆ ｏに変換されるものである
。
所定の関係、例えば４０ｆ ｏに変換されるものである
。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第１図に、第１の実施例のブロック図を示す。
端子１より入来した色信号Ｃは、乗算器ＢＭ３で電圧制
御ｎ発振器ＶＣＯ９からの信号Ａと乗算されて低域変換
色信号りとなる。一方、端子２より入力された水平同期
信号Ｈは、位相比較器４．ＶＣ０５分周回路６より構成
されたＡＦＣ回路７に入力され信号りを得る。信号りと
信号りのカラーバーストの位相を位相比較３３ Ｐ Ｃ
Ｂで比較し、その情報によりＶＣＯ９を制御する。
御ｎ発振器ＶＣＯ９からの信号Ａと乗算されて低域変換
色信号りとなる。一方、端子２より入力された水平同期
信号Ｈは、位相比較器４．ＶＣ０５分周回路６より構成
されたＡＦＣ回路７に入力され信号りを得る。信号りと
信号りのカラーバーストの位相を位相比較３３ Ｐ Ｃ
Ｂで比較し、その情報によりＶＣＯ９を制御する。
これにより、信号りは信号りと位相ロックしたものとな
−る。今、水平走査周波数をｆＨとし、色信号周波数を
ｆ。とする。分周回路６を１／４゜分周とし信号りを４
０５□とすると、信号りは４０ｆ）Ｉとなる。ここで、
信号Ａの周波数ｆＬはｌｏ＋４０ ｊｌｌで発振するこ
とになる。
−る。今、水平走査周波数をｆＨとし、色信号周波数を
ｆ。とする。分周回路６を１／４゜分周とし信号りを４
０５□とすると、信号りは４０ｆ）Ｉとなる。ここで、
信号Ａの周波数ｆＬはｌｏ＋４０ ｊｌｌで発振するこ
とになる。
次に本発明の第２の実施例を第２図に示す、第２図は、
低域変換色信号りの位相を、Ｈ周期ごとに９０”づつ進
めたり遅らせたりする９０６０−タリーを動作させるた
め、第１の実施例に９０”ロータリー回路１０．１１を
追加したものである。
低域変換色信号りの位相を、Ｈ周期ごとに９０”づつ進
めたり遅らせたりする９０６０−タリーを動作させるた
め、第１の実施例に９０”ロータリー回路１０．１１を
追加したものである。
第３図に９０１０一タリー回路１０のブロック図を示す
。
。
ＶＣＯ９の出力信号Ａは９０°シフト回路１２とロータ
リ回路１３で構成される９０１０一タリ回路ＩＯに入力
される。
リ回路１３で構成される９０１０一タリ回路ＩＯに入力
される。
９０” シフト回ｔＢ２２では、信号Ａの位相を９０°
づつずらした４相の信号、Ａ４、Ａ２．Ａ３゜、Ａ４を
生成し、９０°ロータリ回路では水平同期信号Ｈとヘッ
ド切換信号Ｈ３Ｗの情報により水平同期ごとに、あるフ
ィールドでは、位相が９０＠進む方向、次のフィールド
では９０”遅れる方向にフィールドごとに切換える動作
を行ない、信号ＡＲを得る。
づつずらした４相の信号、Ａ４、Ａ２．Ａ３゜、Ａ４を
生成し、９０°ロータリ回路では水平同期信号Ｈとヘッ
ド切換信号Ｈ３Ｗの情報により水平同期ごとに、あるフ
ィールドでは、位相が９０＠進む方向、次のフィールド
では９０”遅れる方向にフィールドごとに切換える動作
を行ない、信号ＡＲを得る。
このＡＲと色信号Ｃを乗’ｆ１３ＢＭ３で乗算すること
により９０°ロークリされた低域色信号りを得ることが
できる。但しこの時、位相比較器ＰＣＢの２入力のうち
、いずれか一方も同様な９０°ロ一クリ回路を挿入する
必要がある。第２図ではＶＣＯ！Ｍ：ＰＣＢ（７）間に
９０°ロ一クリ回路１１を挿入している。ここで９０°
ロータリ回路１１は乗Ｘ器ＢＭ３と位相比較ＨＰ Ｃ８
の間に挿入しても良い。
により９０°ロークリされた低域色信号りを得ることが
できる。但しこの時、位相比較器ＰＣＢの２入力のうち
、いずれか一方も同様な９０°ロ一クリ回路を挿入する
必要がある。第２図ではＶＣＯ！Ｍ：ＰＣＢ（７）間に
９０°ロ一クリ回路１１を挿入している。ここで９０°
ロータリ回路１１は乗Ｘ器ＢＭ３と位相比較ＨＰ Ｃ８
の間に挿入しても良い。
次に本発明の第３の実施例を第４．５図に示す。
第３の実施例は第２の実施例における９０” シフト回
路１２をＡ分周器１４とし、Ａ分周器１４で分周する際
に９０°づつずれた位相を４相生成することにより９０
°の精度を上げたものである。
路１２をＡ分周器１４とし、Ａ分周器１４で分周する際
に９０°づつずれた位相を４相生成することにより９０
°の精度を上げたものである。
そのために、ＶＣＯ５，９の発振周波数は４倍となり、
ＶＣＯ５が１６ Ｏｆ １、、ＶＣＯ９が４×Ｃｆｏ＋
４ＯｆＨ）となる、他の動作は第２の実施例と同様であ
る。
ＶＣＯ５が１６ Ｏｆ １、、ＶＣＯ９が４×Ｃｆｏ＋
４ＯｆＨ）となる、他の動作は第２の実施例と同様であ
る。
次に本発明の第４の実施例を第６図に示す、第６図は、
低域変換色信号りの位相をＨ周期ごとに反転するフィー
ルドと、反転しないフィールドが交互に生じるように動
作するフェーズインバート回路ｐＨ５を第１図に挿入し
たものである。
低域変換色信号りの位相をＨ周期ごとに反転するフィー
ルドと、反転しないフィールドが交互に生じるように動
作するフェーズインバート回路ｐＨ５を第１図に挿入し
たものである。
第６図のフェーズインバート回路Ｐ１１５は、ＶＣＯ９
の出力信号Ａをあるフィールドでは信号Ａと信号Ａを反
転した信号を水平同期信号周期で切換えて出力し、次の
フィールドでは信号Ａを出力するように動作し、信号、
Ａ４を生成するものである。信号、Ａ４と入力色信号Ｃ
が乗算器ＢＭ３で乗算されてフェーズインバートされた
低域変換色信号りを得ることができる。
の出力信号Ａをあるフィールドでは信号Ａと信号Ａを反
転した信号を水平同期信号周期で切換えて出力し、次の
フィールドでは信号Ａを出力するように動作し、信号、
Ａ４を生成するものである。信号、Ａ４と入力色信号Ｃ
が乗算器ＢＭ３で乗算されてフェーズインバートされた
低域変換色信号りを得ることができる。
ＶＣＯ５の出力も同様にＰ！回路１６を通した後、ＰＣ
Ｂに入力されることになる。
Ｂに入力されることになる。
ここで、信号Ａの発振周波数ｆＨは、
ｆＬ＝１゜＋４３．７５ｊＨもしくは、ｆＬ−ｆｃ＋４
７．２５ＩＨである。
７．２５ＩＨである。
次に本発明の第５の実施例を第７図に示す、第５図は、
第１図に９０°ロータリー回路１０と乗算器１７を追加
したものである。つまり、８Ｍ３゜ＰＣＢ、ＶＣＯ９で
構成されるＰＬＬループには９０°ロータリーの回路を
挿入せずに、安定に動作させ、低域変換色信号りを得る
乗算器ＢＭ１７へはＶＣＯ９の出力である信号Ａを９０
°ロータリ回路ｌＯを通して信号ＡＲとして送ることに
より、９０°ロータリされた低域変換色信号りを得るも
のである。
第１図に９０°ロータリー回路１０と乗算器１７を追加
したものである。つまり、８Ｍ３゜ＰＣＢ、ＶＣＯ９で
構成されるＰＬＬループには９０°ロータリーの回路を
挿入せずに、安定に動作させ、低域変換色信号りを得る
乗算器ＢＭ１７へはＶＣＯ９の出力である信号Ａを９０
°ロータリ回路ｌＯを通して信号ＡＲとして送ることに
より、９０°ロータリされた低域変換色信号りを得るも
のである。
この場合乗算器は８Ｍ３．ＢＭＩ７と２ケ必要となるが
、８Ｍ３の不要成分やキャリアリークは従来例のように
出力信号りに大きな悪影響を及ぼすことはなく、性能が
改善される。
、８Ｍ３の不要成分やキャリアリークは従来例のように
出力信号りに大きな悪影響を及ぼすことはなく、性能が
改善される。
ここで、第５の実施例において、第７図の９０＠ロ一ク
リ回路１０のかわりに、Ｐ１回路１５を挿入すると、Ｐ
Ｉされた低域変換色信号りを安定に得ることができる。
リ回路１０のかわりに、Ｐ１回路１５を挿入すると、Ｐ
Ｉされた低域変換色信号りを安定に得ることができる。
また、上記実施例の説明において、位相比較器の前段ま
たは後段に挿入されるパーストゲート回路、ＶＣＯ１ｇ
回路の前段に挿入されるローパスフィルタ、乗算器の後
段に挿入されるバンドパスフィルタ等は、省略している
。
たは後段に挿入されるパーストゲート回路、ＶＣＯ１ｇ
回路の前段に挿入されるローパスフィルタ、乗算器の後
段に挿入されるバンドパスフィルタ等は、省略している
。
また、ＰＬＬループの７００回路の出力信号の周波数と
、分周回路の分周比は、実施例に示された値だけでなく
種々設定できるのはいうまでもない、０．２５ｆＨ等の
端数の場合、例えば７００回路の出力信号の周波数を４
倍して整数値で処理するのが好ましい。
、分周回路の分周比は、実施例に示された値だけでなく
種々設定できるのはいうまでもない、０．２５ｆＨ等の
端数の場合、例えば７００回路の出力信号の周波数を４
倍して整数値で処理するのが好ましい。
発明の効果
以上のように本発明は、上記構成により、乗算器を１個
用いるだけで良く、つまり、サブの乗算器を省くことが
でき、回路が大幅に節単になる。
用いるだけで良く、つまり、サブの乗算器を省くことが
でき、回路が大幅に節単になる。
またサブの乗算器で発生していた不要成分、キャリアリ
ーク等の信号妨害成分を無くし、さらにはバンドパスフ
ィルタも不要になり、性能、コスト両面での大幅な改善
を実現するものである。
ーク等の信号妨害成分を無くし、さらにはバンドパスフ
ィルタも不要になり、性能、コスト両面での大幅な改善
を実現するものである。
さらに、低域変換色信号りは水平同期信号Ｈと正確に所
定の関係、例えば４０ｆＬ、に変換されるものである。
定の関係、例えば４０ｆＬ、に変換されるものである。
第１図は本発明の第１の実施例を示したブロック図、第
２図は本発明の第２の実施例を示したブロック図、第３
図は本発明の９０°ロ一クリ回路を示したブロック図、
第４図は本発明の第３の実施例を示したブロック図、第
５図は本発明の９０′ロ一クリ回路を示したブロック図
、第６図は本発明の第４の実施例を示したブロック図、
第７ｒＡは本発明の第５の実施例を示したブロック図、
第８図は従来例を示したブロック図である。 ３．１７・・・・・・乗算器、４，８・・・・・・位相
比較器、５．９・・・・・・電圧制御発振回路、６．１
４・・・・・・分周回路、７・・・・・・ＡＦＣ回路、
１０．１１・・・・・・９０″°ロータリ回路、１２・
・・・・・９０°シフト回路、１３・・・・・・ロータ
リ回路、１５．１６・・・・・・フェーズインバート回
路。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名図 １Ｎ ２ 図 ＼ｑ ＡＦＣ回路 第３図 １ρ 第 °図 ＡＦＣｒＢ路 第 図 Ｏ 第 図 ＼７ ＡＦＣ口踏 第 図
２図は本発明の第２の実施例を示したブロック図、第３
図は本発明の９０°ロ一クリ回路を示したブロック図、
第４図は本発明の第３の実施例を示したブロック図、第
５図は本発明の９０′ロ一クリ回路を示したブロック図
、第６図は本発明の第４の実施例を示したブロック図、
第７ｒＡは本発明の第５の実施例を示したブロック図、
第８図は従来例を示したブロック図である。 ３．１７・・・・・・乗算器、４，８・・・・・・位相
比較器、５．９・・・・・・電圧制御発振回路、６．１
４・・・・・・分周回路、７・・・・・・ＡＦＣ回路、
１０．１１・・・・・・９０″°ロータリ回路、１２・
・・・・・９０°シフト回路、１３・・・・・・ロータ
リ回路、１５．１６・・・・・・フェーズインバート回
路。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名図 １Ｎ ２ 図 ＼ｑ ＡＦＣ回路 第３図 １ρ 第 °図 ＡＦＣｒＢ路 第 図 Ｏ 第 図 ＼７ ＡＦＣ口踏 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）周波数ｆ＿Ｃである色信号Ｃを水平同期信号周波
数ｆ＿Ｈと所定の関係にある周波数ｆ＿Ｌの低域変換色
信号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録し、再生時に
逆の処理により再生色信号を得る記録再生装置において
、記録時に、水平同期信号をＰＬＬ回路に入力すること
により周波数ｆ＿Ｌである信号Ｄを得、前記信号Ｄと前
記低域変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位相を位相
比較回路にて比較し、その情報により発振周波数がｆ＿
ａ（ｆ＿ａ＝ｆ＿Ｃ＋ｆ＿Ｌ）である電圧制御発振回路
を制御し、前記電圧制御発振回路の出力信号Ａと前記色
信号Ｃを乗算することにより、前記低域変換色信号Ｌを
得ることを特徴とする色信号処理方法。 （２）記録時に、周波数ｆ＿ａ（ｆ＿ａ＝ｆ＿Ｃ＋ｆ＿
Ｌ）で発振する電圧制御発振回路の出力信号Ａを第１の
９０°ロータリ回路に入力し、前記第１の９０°ロータ
リ回路では信号Ａの位相が９０°づつずれている４相の
信号Ａ＿１、Ａ＿２、Ａ＿３、Ａ＿４をあるフィールド
では、１水平走査ごとに位相が９０°づつ進む方向、次
のフィールドでは、９０°づつ遅れる方向とフィールド
ごとにロータリーの方向を逆に切換えた信号Ａ＿Ｒを得
、前記信号Ａ＿Ｒと前記色信号Ｃとを乗算することによ
り低域変換色信号Ｌを得、さらに位相比較器の２入力の
うちのいずれか一方の入力信号を第２の９０°ロータリ
回路に入力し、入力信号の位相が９０°づつずれている
４相の信号をあるフィールドでは、１水平走査ごとに位
相が９０°づつ進む方向、次のフィールドでは、９０°
づつ遅れる方向とフィールドごとにロータリーの方向を
逆に切換えた信号を得た後、前記位相比較器に入力する
ことを特徴とする請求項（１）記載の色信号処理方法。 （３）記録時に、周波数ｆ＿ａ（ｆ＿ａ＝ｆ＿Ｃ＋ｆ＿
Ｌ）で発振する電圧制御発振回路の出力信号Ａを第１の
フェーズインバート回路に入力し、あるフィールドでは
信号Ａの位相を１８０°反転させた信号と信号Ａを１水
平走査ごとに切換え、次のフィールドでは信号Ａをその
まま出力するように、フィールドごとに交互に切換えた
信号Ａ＿１を得、前記Ａ＿１と色信号Ｃとを乗算し、低
域変換色信号Ｌを得、さらに位相比較器の２入力のうち
のいずれか一方の入力信号を、第２のフェーズインバー
ト回路に入力し、あるフィールドでは入力信号の位相を
１８０°反転させた信号と元の信号を１水平走査ごとに
切換え、次のフィールドでは元の信号をそのまま出力す
るように、フィールドごとに交互に切換えた信号を得た
後、前記位相比較器に入力することを特徴とする請求項
（１）記載の色信号処理方法。 （４）記録時に、周波数４×ｆａ（ｆａ＝ｆ＿Ｃ＋ｆ＿
Ｌ）で発振する発振回路の出力信号Ｂを、１／４分周回
路に入力し、位相が９０°づつずれている４相の信号Ａ
＿１、Ａ＿２、Ａ＿３、Ａ＿４を得ることを特徴とする
請求項（２）記載の色信号処理方法。 （５）周波数ｆ＿Ｃである色信号Ｃを水平同期信号周波
数ｆ＿Ｈと所定の関係にある周波数ｆ＿Ｌの低域変換色
信号Ｌに低域変換した後記録媒体上に記録し、再生時に
逆の処理により再生色信号を得る記録再生装置において
、記録時に、水平同期信号をＰＬＬ回路に入力すること
により周波数ｆ＿Ｌである信号Ｄを得、前記信号Ｄと第
１の低域変換色信号Ｌのカラーバースト部分の位相を位
相比較回路にて比較し、その情報により発振周波数がｆ
ａ（ｆａ＝ｆ＿Ｃ＋ｆ＿Ｌ）である電圧制御発振回路を
制御し、前記電圧制御発振回路の出力信号Ａと前記色信
号Ｃを乗算することにより、前記第１の低域変換色信号
Ｌを得、前記電圧制御発振回路の出力信号Ａを９０°ロ
ータリ回路に入力し、前記９０°ロータリ回路では信号
Ａの位相が９０°づつずれている４相の信号Ａ＿１、Ａ
＿２、Ａ＿３、Ａ＿４をあるフィールドでは、１水平走
査ごとに位相が９０°づつ進む方向、次のフィールドで
は、９０°づつ遅れる方向とフィールドごとにロータリ
ーの方向を逆に切換えた信号Ａ＿Ｒを得、前記信号Ａ＿
Ｒと前記色信号Ｃとを乗算することにより第２の低域変
換色信号Ｌを得、前記第２の低域変換色信号Ｌを出力信
号とすることを特徴とする色信号処理方法。（６）低域
変換色信号Ｌの周波数ｆ＿Ｈは、４０ｆ＿Ｈ、であるこ
とを特徴とする請求項（１）、（２）、（４）又は（５
）のいずれかに記載の色信号処理方法。 （７）低域変換色信号Ｌの周波数ｆ＿Ｈは、４３．７５
ｆ＿Ｈもしくは４７．２５ｆ＿Ｈであることを特徴とす
る請求項（１）又は（３）のいずれかに記載の色信号処
理方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63169429A JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63169429A JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0219095A true JPH0219095A (ja) | 1990-01-23 |
| JPH0714223B2 JPH0714223B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=15886431
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63169429A Expired - Fee Related JPH0714223B2 (ja) | 1988-07-07 | 1988-07-07 | 色信号処理方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0714223B2 (ja) |
-
1988
- 1988-07-07 JP JP63169429A patent/JPH0714223B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0714223B2 (ja) | 1995-02-15 |
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