JPH07210995A - 光ディスク装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高密度化により、あるいは記録条件の変化に
よって分解能が低下した場合でも、また、トランジェン
トやエンベロープ変動が存在する場合であっても正確に
データの読み取りを行う。 【構成】 クランプ回路１０４は再生信号ＲＤＳのピー
クをクランプし、振幅比較部１０８はクランプ回路１０
４から出力されるクランプ信号振幅と参照電圧とを比較
し、ＡＧＣ制御部１０２は振幅差に応じて制御電圧信号
Ｖcntを発生してゲイン可変増幅器１０１のゲインを制
御する。ゲート信号発生部１０５はクランプ回路１０４
から出力されるクランプ信号ＣＬＰと所定信号レベルを
比較してゲート信号ＧＴＳを発生し、データパルス出力
部１０７はゲート信号ＧＴＳが発生しているときに再生
信号の微分零クロス信号ＺＣＳが発生するとデータパル
スＤＴを出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は光ディスク装置に係わ
り、特に高密度化により、あるいは記録条件の変化によ
って分解能が低下した場合でも、光ディスクより正確に
データを読み取ることができる光ディスク装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、計算機の外部記憶装置として光デ
ィスク装置が開発され、実用化されつつある。光ディス
ク装置では、半導体レーザを波長程度まで微小スポット
として絞り込み、データを媒体上に記録するもので、大
容量記録と可換性という大きな特徴を有している。特
に、ＩＳＯ規格により標準化が行なわれた５インチ、
３．５インチの光ディスク装置は、高機能ワークステー
ションから個人ユーザレベルまで幅広く利用が見込まれ
ている。

【０００３】光ディスクのうち書き込み可能な光磁気デ
ィスクは基板上にＴｂＦｅＣｏ等のアモルファス磁性薄
膜等を被着したものであり、磁性膜の磁化反転に必要な
保磁力が温度の上昇に応じて小さくなる性質（補償点温
度で保磁力は零）を利用する。すなわち、レーザビーム
を照射してディスク媒体の温度を200⁰C付近まで上昇さ
せて保磁力を弱めた状態で弱磁界を印加して磁化方向を
制御し、記録、消去するものである。従って、図１１
(a)に示すように、磁性膜５上の磁化方向が下向きの状
態において、書き込みコイル６により上方向の磁界を掛
け、図１１(b)に示すように磁化方向を反転したい部分
にレーザビームＬＢを対物レンズＯＬを介して照射する
と、該部分の磁化方向が反転して上方向になり、情報の
記録ができる。又、情報の読み取りに際しては、図１１
(c),(d)に示すようにｙ軸方向の偏光面を有するレーザ
ビームＬＢを磁性膜５に照射すると、磁気カー効果によ
り磁化方向が下向きの部分では時計方向に偏光面がθ_K
回転した反射光ＬＢ０が得られ、磁化方向が上向きの部
分では反時計方向に偏光面がθ_K回転した反射光ＬＢ１
が得られる。従って、反射光の偏光状態を検出すること
により磁化の向き、換言すれば情報を読み取ることがで
きる。かかる光磁気ディスクには、全面が書き込み可
能なフルＲＡＭディスクと、書き込み可能な領域（Ｒ
ＡＭ領域）と読み出し専用の領域（ＲＯＭ領域）を有す
るパーシャルＲＯＭディスクと、全面がＲＯＭ領域の
フルＲＯＭディスクがある。

【０００４】・光磁気ディスクの構成 図１２は例えば３．５インチの光磁気ディスクの構成説
明図であリ、図１２(a)は概略平面図、図１２(b)は一部
断面図である。光磁気ディスク１１は同心円状又はスパ
イラル状のトラックを備えており、全トラックは扇型に
２５セクタに分割されている。各セクタＳＴは例えば72
5バイトで構成され、先頭部にはアドレスフィールドＡ
Ｆ（ＩＤ領域）が設けられ、以降にデータフィールドＤ
Ｆ（ＭＯ領域：magneto-optical領域)が設けられてい
る。アドレスフィールドＡＦには、セクタマークやトラ
ックアドレス、セクタアドレス、同期信号再生用のプリ
アンブルを含むアドレス情報が記録され、データフィー
ルドＤＦにはクロック抽出用のＶＦＯパターンと位相合
わせ用のシンクバイトＳＹＮＣ及びデータＤＡＴＡ等が
格納されるようになっている。光磁気ディスク１１は図
１２(b)に示すように、透明なプラスチック層（基板）
ＰＬＳの上に記録層（記録膜）ＭＧＦを被着し、更にそ
の上に保護層ＰＲＦを形成して構成され、アドレスフィ
ールドＡＦ(ＩＤ領域)は予めスタンピングによりピット
ＰＴ（凹凸）によりプリフォーマッティングされてい
る。

【０００５】・光磁気ディスク媒体を利用するシステム
構成 図１３は光磁気ディスク媒体を利用するシステムの構成
図であり、１１は光磁気ディスク、２１は光磁気ディス
クドライブ、３１はホストシステム（コンピュ−タ本体
部）、４１はデータ入力部（操作部）であり、キ−ボ−
ド４１ａやマウス４１ｂを有している。５１はＣＲＴや
液晶ディスプレイ等の表示装置、６１はプリンタであ
る。尚、適宜ハードディスク装置やフロッピーディスク
装置が設けられる。

【０００６】図１４はシステムの電気的構成図であり、
図１３と同一部分には同一符号を付している。２１は光
磁気ディスクドライブ、２２はハ−ドディスクドライ
ブ、３１はホストシステム、７１ａ〜７１ｂはＩ／Ｏコ
ントローラ、７２はＳＣＳＩ（Small Computer System
Interface:ＳＣＳＩ）バスである。ＳＣＳＩはコンピュ
ータ本体と外部記憶装置を結ぶインターフェースで、Ａ
ＮＳＩ(American National Standard Institute)で規格
が規定されている。ＳＣＳＩバスは例えば８ビットとパ
リテイビットからなるデータバスと９本の制御バスで構
成される。このＳＣＳＩバスには最大８台までＳＣＳＩ
装置（ホストコンピュータやディスク・ドライブ・コン
トローラ等）を接続することができ、それぞれの装置は
ＩＤ（Identifier)と呼ばれる０〜７までの認識番号を
持つ。図では、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂにＩ
Ｄ０〜ＩＤ１が割り当てられ、ホストシステム３１にＩ
Ｄ７が割り当てられている。Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ
〜７１ｂには光ディスクドライブ２１、ハ−ドディスク
ドライブ２２がそれぞれ１台接続されているが２台以上
のドライブを接続することができる。

【０００７】ホストシステム３１において、３１ａは中
央処理装置、３１ｂはメモリ、３１ｃはＤＭＡコントロ
ーラ、３１ｄはホスト・アダプタ、７１ｃ〜７１ｄはＩ
／Ｏコントローラで、各部はホストバス３１ｅに接続さ
れている。２３はフロッピ−ディスクドライブであり、
Ｉ／Ｏコントローラ７１ｃに接続されている。４１は操
作部、５１は表示装置、６１はプリンタであり、それぞ
れＩ／Ｏコントローラ７１ｄに接続されている。

【０００８】ホストシステム３１とＩ／Ｏコントローラ
７１ａ〜７１ｂ間はＳＣＳＩインタフェ−スで結合さ
れ、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂと各ドライブ２
１，２２間は例えばＥＳＤＩインタフェ−ス（Enhanced
Small Device Interface)で結合されている。このシス
テムでは光磁気ディスクドライブ２１、ハードディスク
ドライブ２２をホストバス３１ｅから切離し、ホストバ
スとは別にＳＣＳＩバス７２を設け、該ＳＣＳＩバスに
各ドライブ用のＩ／Ｏコントローラ７１ａ〜７１ｂを接
続し、Ｉ／Ｏコントローラ７１ａ，７１ｂによりドライ
ブ２１，２２を制御するようにしてホストバスの負担を
軽減している。

【０００９】・光磁気ヘッドの基本構成 図１５は光磁気ディスクドライブ装置２１に使用される
光磁気ヘッドの基本構成図である。２１₁は半導体レ−
ザ−、２１₂はコリメートレンズ、２１₃は真円補正プリ
ズム、２１₄は半導体レ−ザ−からの光を透過し、ディ
スクから反射した光を信号検出側に反射するビームスプ
リッター、２１₅は光をディスク（図示せず）に導く反
射ミラー、２１₆は二次元アクチュエ−タで、図示しな
いが対物レンズや該対物レンズをトラッキング及びフォ
ーカス方向に微調整するトラッキングコイル、フォーカ
スコイル及びデータ書き込み時に外部磁場を印加するバ
イアスコイル等を備えている。２１₇は反射光をデータ
検出側に導く反射ミラー、２１₈は１／２波長板であり
入射光の偏光面を４５度回転させ、後段の偏光ビームス
プリッターでの透過光と反射光の量を１：１にする働き
を有している。２１ ₉は収束レンズ、２１₁₀は偏光ビー
ムスプリッター、２１₁₁はＰ波成分検出器、２１₁₂はＳ
波成分検出器である。

【００１０】・ＭＯ領域情報読取原理 偏光ビームスプリッター２１₁₀は入射面に平行の光（Ｐ
波成分）を透過し、入射面に垂直な光（Ｓ波成分）を反
射する特性を有している。従って、入射光の偏光状態を
透過光量及び反射光量の変化として検出することができ
る。すなわち、ＭＯ領域の読取部における磁化方向（情
報ビットの”０”、”１”）に応じて磁気カー効果によ
り戻り光の偏光面が図１６(a)に示すように時計方向あ
るいは反時計方向にθ_K回転し、１／２波長板２１₈で偏
光面を４５度回転される。このため、図１６(b)に示す
ように、偏光ビームスプリッター２１₁₀から出力される
Ｐ波成分（透過光）及びＳ波成分（反射光）は情報が"
１"の時、Ｐ波成分がＳ波成分より大きくなり、情報が"
０"の時、Ｐ波成分がＳ波成分より小さくなる。従っ
て、Ｐ波成分検出器２１₁₁より図１６(c)に示す信号Ｒ
ＤＳ１，が出力され、Ｓ波成分検出器２１₁₂より図１６
(c)に示す信号ＲＤＳ２（信号ＲＤＳ１と極性が反転し
ている）が出力され、これら信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２を
差動増幅器に入力すると同位相のノイズが除去された再
生信号ＲＤＳが得られる。

【００１１】・光磁気ディスクドライブ装置 図１７は光磁気ディスクドライブ装置２１の構成図であ
り、２１ａは図１５に示す光磁気ヘッドで、２１₁は半
導体レ−ザ−、２１₁₁はＰ波成分検出器、２１_{1 2}はＳ波
成分検出器、ＯＬは対物レンズである。２１ｂはマイコ
ン構成の制御部であり、システム本体部３１（図１３参
照）からの指示に従って光磁気ディスクドライブ装置全
体の制御、例えば光磁気ヘッドの位置決め制御、データ
の読み取り・記録制御を行う。２１ｃは制御部からの指
示に従って光磁気ヘッド２１ａを所定の位置に位置決め
するヘッドアクセス制御回路、２１ｄは光磁気ディスク
にデータを記録するデータ記録回路、２１ｅは光磁気デ
ィスクに記録されているデータを再生するデータ再生回
路である。

【００１２】制御部２１ｂは上位装置（システム本体部
３１）からデータ読み出し指令を受けると、ヘッドアク
セス制御回路２１ｃにより光磁気ヘッド２１ａを指令さ
れたアドレスに位置決めさせ、該光磁気ヘッドをして記
録信号を読み取らせる。光磁気ヘッド２１ａは読み取っ
た信号をデータ再生回路２１ｅに入力し、再生回路は検
出器より入力された信号よりデータを再生して制御部２
１ｂに入力し、制御部は該データを上位装置に入力す
る。又、制御部２１ｂは上位装置からデータ書き込み指
令を受けると、ヘッドアクセス制御回路２１ｃにより光
磁気ヘッド２１ａを指令されたアドレスに位置決すると
共に書き込みデータに基づいて半導体レーザ２１₁をオ
ン・オフして該データを光磁気ディスクに書き込む。
尚、ＩＳＯにて規格化が行なわれている５インチ、３．
５インチでの記録フォーマットでは、記録データを
（２，７）符号化方式で符号化し、符号化したデータを
ＭＯ領域に書き込む。（２，７）符号化方式は符号化後
のビット”１”とビット”１”の間に入る”０”の個数
が２〜７まで変化する符号化方式であり、入力データと
符号化データは以下に示す関係がある。

【００１３】

【００１４】・データ再生回路 図１８はデータ再生方式の説明図である。記録すべきデ
ータは、光ディスクの記録特性に適した形式（前述のＲ
ＬＬ２，７符号）のデータに符号化される。実際の記録
に当っては、符号化後のデータのビット”１”に媒体上
の記録ピット（黒丸）を対応させる。記録ピットの大き
さは、半導体レーザの波長程度の大きさであり、現在の
３．５インチのＩＳＯ規格媒体の場合、符号化データの
ビットセル間隔は、内周で最も短くなり、約０．７５μ
ｍである。

【００１５】一方、データ再生は、記録ピットを半導体
レーザで走査した際の光量変化を検出することで行な
う。実際の再生信号ＲＤＳの波形は、図１８に示すよう
に、記録ピットの存在する時点でピークを持つ波形とな
る。従って、再生信号ＲＤＳのピーク点を検出すること
でデータの再生を行なうことができる。具体的には、再
生信号を微分し、微分信号ＤＦＳのレベルがある値以上
になったことを検出してゲ−ト信号ＧＴＳを作成する。
又、微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して再生信号の
ピーク点で零クロスする零クロス信号ＺＣＳを作成す
る。そして、ゲ−ト信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロ
ス信号ＺＣＳが立ち下がった時、所定時間幅の再生デー
タ信号ＤＴを出力する。

【００１６】図１９はデータ再生回路２１ｅの構成図で
ある。21e-1は再生信号ＲＤＳを増幅する増幅器、21e-2
はローパスフィルタ、21e-3は再生信号を微分する微分
回路、21e-4は微分信号ＤＦＳを入力され、設定値と比
較することによりゲ−ト信号ＧＴＳを出力するコンパレ
ータ、21e-5は微分信号ＤＦＳを零レベルで二値化して
零クロス信号ＺＣＳを出力するコンパレータ、21e-6は
ゲート信号ＧＴＳがハイレベルで、零クロス信号ＺＣＳ
が立ち下がった時、所定時間幅Ｗの再生データ信号ＤＴ
を出力するフリップフロップ、21e-7は所定時間幅Ｗを
設定する遅延部、21e-8は再生データに含まれるクロッ
クを抽出するＰＬＬ回路、21e-9は抽出したクロックに
同期してデータを出力するデータセパレータである。Ｐ
ＬＬ回路21e-8において、ＰＨＳは再生データＤＴとＶ
ＦＯ出力の位相差信号を出力する位相比較器、ＣＰＭＰ
は位相差に応じた電圧を出力するチャージポンプ、ＬＰ
ＦＬはローパスのル−プフィルタ、ＶＦＯはフィルタ出
力電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧周波数発振
器（Voltage Frequency Oscilator)である。再生データ
ＤＴは、ディスクを回転するスピンドルモータの回転変
動やディスクの中心が回転中心とずれる偏心等のため、
記録時とは異なった周波数になっている。そのため、Ｐ
ＬＬ回路21e-8により、再生データからこれに同期した
クロックを抽出する。抽出されたクロックに基づいて、
データ”１”，”０”をデータセパレータ21e-9により
判別する。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の再生
方式では、媒体感度や記録パワーの変動によって、ある
いは、より高密度化することにより、分解能（図１８の
V2/V1に相当)が低下し、ゲート信号が作成されなくな
る。例えば、3.5インチ、１２８Ｍバイトの光ディスク
では、最小ビット間隔が１．５μｍであり、V2/V1は５
０％〜６０％である。V2/V1が５０％〜６０％程度であ
れば、再生信号ＲＤＳのピークが孤立しているか、密集
しているかに関係無く、略同一の微分信号振幅を得るこ
とができ、ゲート信号ＧＴＳを正しく発生してデータを
再生することができる。しかし、記憶容量が例えば次世
代のＩＳＯ標準である２３０Ｍバイトになると、記録密
度が従来比で２割程度向上するため再生信号ＲＤＳは図
２０(a)に示すようになり、分解能V2/V1が低下する。こ
の結果、微分信号ＤＦＳは同図(b)に示すようになり、
この微分信号ＤＦＳを所定レベルＶｓでスライスしてゲ
ート信号ＧＴＳを発生しようとしても、ピークが密集し
ている部分でゲート信号ＧＴＳを正確に発生することが
できず、未検出のピーク部分が発生してデータ読み取り
エラーが発生する（図２０(c)参照)。

【００１８】そこで、ローパスフィルタ21e-2のたとえ
ば後段に等化回路を設け、該回路により高周波成分を強
調してピーク密集部での再生信号振幅V2を大にして分解
能を向上させることが考えられる。しかし、等化回路に
より高周波成分を強調すると密度が低い部分の再生信号
ＲＤＳに図２１(a)に示すようにアンダーシュートＵＳ
が発生する。このため、再生信号を微分すると図２１
(b)に示すようにアンダーシュート部に対応する部分が
スライスレベルＶｓ以上になり、誤ったゲートパルスＧ
ＴＳが発生し（(c)参照)、これにより誤った再生データ
パルスが発生する問題がある。又、波形等化により分解
能を向上する方式では、同時に高域雑音を強調し、従っ
て、信号品質であるＳ／Ｎ比を低下させ、零クロス信号
が誤った点で起こるようになる問題もある。

【００１９】さて、再生信号ＲＤＳで意味を持つのは、
ピーク点である。従って、何らかの手段により再生信号
のピークレベルを検出し、該ピークレベルを基準として
ゲート信号ＧＴＳを作成するためのスライスレベルＶｓ
を求めれば良い。しかし、光ディスクのデータ管理領域
であるセクタ開始時のトランジェントや媒体反射変動に
伴う再生信号のエンベロープ変動があるため、ピークエ
ンベロープを検出する機構が必要になる。このうち、ト
ランジェント発生の様子を図２２に示す。このトランジ
ェントは、再生系がＡＣ結合され、ＤＣ成分が失われる
ために発生する。このＡＣ結合の帯域は、再生信号ＲＤ
Ｓがサグ等によってひずむのを防ぐため十分に低く（信
号周波数の1/100〜1/50)設定される。以上より、固定ス
ライスレベルでは、データ開始時からかなりの領域のデ
ータを失うことになる。

【００２０】図２３はピークホールド回路を用いてスラ
イスレベルを決定するための１構成例であり、８１はダ
イオードとコンデンサより構成されたピークホールド回
路、８２はスライスレベル決定回路である。コンデンサ
Ｃは再生信号ＲＤＳのピーク値を蓄積する。すなわち、
再生信号ＲＤＳがコンデンサの端子電圧以上になるとダ
イオードがオンし、コンデンサを充電し、再生信号ＲＤ
Ｓがピーク値以下になるとダイオードがカットオフし充
電電荷を抵抗Ｒを介して放電する（時定数τ＝ＣＲ）。
この結果、コンデンサＣの端子電圧はピーク値に追従し
て変化し、バッファアンプＢＡを介してスライスレベル
決定回路８２に入力される。スライスレベル決定回路８
２は再生信号ＲＤＳのピーク値に基づいてゲート信号作
成用のスライスレベルＶｓを決定する。ところで、かか
るピークホールド回路８１で再生信号ＲＤＳのピーク値
を正確にホールドするには、バッファアンプが高速であ
ることが必要であり、具体的にはnsオーダの追従特性が
要求される。しかも、ピーク値をホ−ルドしているコン
デンサＣのリークを少なくするためにバッファアンプの
精度が問題になり、更には、ダイオードの順方向電圧の
低下分をキャンセルする機能も必要となるなど実際の応
用に対しては不都合な点が多い。又、より重大な問題
は、ダイオードやトランジスタを用いたピークホールド
では、ピーク電圧を求めることができても、波形自体を
修正する機能がなく、温度変動等の影響も無視できな
い。

【００２１】以上から、高密度化により、あるいは記録
条件の変化によって分解能が低下した場合でも、光ディ
スクより正確にデータを読み取ることができ、しかも、
再生系がＡＣ結合されたことに起因するデータ開始時の
トランジェントやエンベロープ変動による悪影響を防ぐ
ことができる光ディスク再生装置が要望される。図２４
は特開平3-102677号において提案されている情報再生装
置の構成図、図２５は動作説明の各部波形図である。９
１は再生信号ＲＤＳを増幅する増幅器、９２はローパス
フィルタ、９３は再生信号を微分し、微分信号ＤＳが零
レベルを交差するときに零クロス信号ＺＣＳを発生する
微分零クロス検出回路、９４は再生信号ＲＤＳの下限レ
ベルをクランプするクランプ回路、９５はクランプ回路
Ｖoutの出力信号を所定レベルＬsでスライスして得られ
る２値化信号をゲート信号ＧＴＳとして出力するゲート
信号発生回路、９６はゲート信号ＧＴＳがハイレベルの
期間に零クロス信号ＺＣＳが立ち下がった時に反転し、
かつ、零クロス信号発生後、ゲート信号ＧＴＳがローレ
ベルになった時、再度反転するように再生デジタル信号
ＤＴを生成する再生デジタル信号生成部である。

【００２２】クランプ回路９４は、ベース端子にクラン
プ制御電圧Ｖsetが供給されると共にエミッタ端子出力
がクランプ回路の出力とされるｎｐｎトランジスタ９４
ａと、エミッタとアース間に接続された抵抗９４ｂと、
直流分カット用のコンデンサ９４ｃを備えている。入力
信号ＶinがＶccより大きい場合にはトランジスタ９４ａ
がオフし、入力信号ＶinがそのままＶoutとして出力さ
れる。一方、入力信号ＶinがＶccより小さい場合にはト
ランジスタ９４ａがオンし、バイアス電圧Ｖccが出力さ
れる。すなわち、クランプ回路９４は下限レベルをＶcc
にクランプした信号を出力する。

【００２３】このクランプ回路によれば、図２５(e)に
示すように変調データ”０”（非マーク）に相当する再
生信号ＲＤＳの下限レベルを一定電圧にクランプでき
る。すなわち、再生信号ＲＤＳの分解能が小さい場合で
あっても、クランプ回路９４を通すことにより等価的に
分解能が大きくなったようにすることができ、確実に再
生信号のピーク点（微分信号零クロス点）を含む範囲で
ハイレベルとなるゲート信号ＧＴＳを作成でき、再生デ
ジタル信号生成部９６において正しくデータの再生がで
きる。

【００２４】しかし、トランジスタ（ダイオードを含
む）クランプでは、トランジスタのオン→オフになる遷
移時間がベース蓄積電荷の影響で大きいという欠点があ
る。このため、図２６に示すように再生信号ＲＤＳとク
ランプ出力信号Ｖoutとの間に数ns〜数msの時間的ずれ
が発生し、ゲート信号ＧＴＳにも上記時間的ずれＴdが
生じる。このゲート信号ＧＴＳの時間的ずれは高密度化
（高速転送）時に問題を生じる。又、提案されているク
ランプ回路は、下限レベルをクランプするものであるた
め、図２７に示すように再生信号ＲＤＳにディスクの欠
陥に起因してノイズＮＳが乗ると、ノイズのピーク値が
スライスレベルＬs以上になって誤読み取りを生じる問
題がある。

【００２５】以上から、本発明の目的は、使用環境（特
に環境温度）により再生信号振幅が変動しても、ＡＧＣ
動作によりクランプ信号振幅を最適の振幅となるように
自動設定して装置マージンを大きくできる光ディスク装
置を提供することである。本発明の別の目的は、ショッ
トキーバリアダイオードクランプ回路により再生信号の
ピーク値を高速クランプすることで高速転送に対応で
き、しかも欠陥に対して強い（欠陥の影響を受けない）
光ディスク装置を提供することである。本発明の更に別
の目的は、環境温度や接合面温度によりスライスレベル
に相当するショットキーダイオードの特性（順方向降下
電圧）が変動しても、ＡＧＣ制御によりクランプ後の信
号振幅を最適にでき、装置マージンを大きくできる光デ
ィスク装置を提供することである。

【００２６】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。１０１は光ディスクから読み取った再生信号
ＲＤＳを増幅するゲイン可変の増幅器（ＡＧＣ）、１０
２はＡＧＣ制御部、１０４は増幅器出力信号のピーク値
をクランプするクランプ回路、１０５はクランプ回路か
ら出力されるクランプ電圧と所定信号レベルを比較して
ゲート信号ＧＴＳを発生するゲート信号発生部、１０６
は再生信号を微分し、該微分信号が零レベルをクロスし
たとき零クロス信号ＺＣＳを出力する微分・零クロス信
号発生部、１０７はデータパルス出力部、１０８はクラ
ンプ回路から出力される信号振幅と参照電圧レベルとの
差を検出する振幅比較部である。

【００２７】

【作用】振幅比較部１０８はクランプ回路１０４から出
力されるクランプ信号振幅と参照電圧レベルとを比較
し、振幅差を出力する。ＡＧＣ制御部１０２は振幅差に
基づいてゲイン可変増幅器１０１のゲインを制御する制
御電圧信号Ｖcntを発生する。ゲート信号発生部１０５
はクランプ回路１０４から出力されるクランプ信号ＣＬ
Ｐと所定信号レベルを比較してゲート信号ＧＴＳを発生
し、データパルス出力部１０７はゲート信号ＧＴＳが発
生しているときに零クロス信号ＺＣＳが発生した時、デ
ータパルスを出力する。このようにクランプ回路１０４
において再生信号ＲＤＳのピークを所定電位にクランプ
することにより、再生信号のピーク値が変動してもピー
ク値を常に定電位にクランプし、該一定ピーク値に基づ
いてゲート信号ＧＴＳを発生することができる。この結
果、ピーク値が変動しても、正確にゲート信号を発生す
ることができ、高密度化により、あるいは記録条件の変
化によって分解能が低下した場合でも、また、トランジ
ェントやエンベロープ変動が存在する場合であっても正
確にデータの読み取りができる。更に、ピーク値を定電
位にクランプするものであるため、ゲート信号作成用の
スライスレベルを高めに設定でき、欠陥等により発生す
るノイズを誤読み取りすることがなく、欠陥の影響をな
くすことができる。

【００２８】又、クランプ回路１０４をショットキーダ
イオードを用いて構成すると共に、振幅比較部１０８に
おける参照電圧レベルをショットキーダイオードの順方
向電圧の１．１倍〜１．７倍とする。このようにすれ
ば、媒体特性やドライブ間のバラツキにより再生信号振
幅が変動しても、ＡＧＣ動作によりクランプ信号の振幅
を最適となるように自動設定して装置マージンを大きく
できる。又、環境温度や接合面温度によりダイオードの
特性（順方向降下電圧）が変動してもクランプ信号の振
幅をＡＧＣ制御により最適にでき、装置マージンを大き
くできる

【００２９】

【実施例】

(a) 全体の構成 図２は光ディスクドライブ装置における本発明のデータ
再生回路の実施例構成図である。１０１は光ディスクか
ら読み取った再生信号を増幅するゲイン可変の差動増幅
器であり、互いに極性の異なる再生信号ＲＤＳ１，ＲＤ
Ｓ２が入力され、極性の異なる２つの信号を出力するよ
うになっている。尚、再生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２は図
１５のＰ波成分検出器２１₁₁及びＳ波成分検出器２１₁₂
より出力される信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２（図１６(c)参
照)に相当するものである。１０２は再生信号ＲＤＳ
１，ＲＤＳ２の振幅を所定値にするＡＧＣ制御部、１０
３は２つの互いに極性の異なる信号がゲイン可変増幅器
１０１から入力される波形処理部であり、ローパスフィ
ルタやイコライザを有している。ローパスフィルタ及び
イコライザは、高域での雑音除去、再生信号の高域側を
適度に強調して分解能の低下防止及びピークシフト除去
のために挿入される。

【００３０】１０４は波形処理部から出力される２つの
再生信号ＲＤ１′、ＲＤＳ２′のピーク値をクランプす
るクランプ回路であり、再生信号ＲＤＳ１′については
＋側のピーク値をクランプし、再生信号ＲＤＳ２′につ
いては−側のピーク（ボトム）を一定値にクランプす
る。１０５はクランプ回路から出力されるクランプ信号
ＣＬＰ，ＣＬＰ′の電圧レベルを比較してゲート信号Ｇ
ＴＳを発生するゲート信号発生部（コンパレータ）、１
０６は波形処理部から出力される再生信号ＲＤＳ１′，
ＲＤＳ２′を微分し、該微分信号の差信号が零レベルを
クロスしたとき零クロス信号ＺＣＳを出力する微分・零
クロス信号発生部、１０７は再生信号ＲＤＳ１のピーク
点（微分信号の零クロス点）でデータパルスを出力する
データパルス出力部、１０８はクランプ回路から出力さ
れるクランプ信号ＣＬＰの振幅と参照電圧レベルＶｒと
を比較して振幅差をＡＧＣし制御部１０２に入力する振
幅比較部、１０９は参照電圧Ｖｒを発生する参照電圧発
生部である。

【００３１】(b) 各部の構成 図３は波形処理部後方の各部の構成図であり、図４は各
部の波形図である。尚、図４において、ＩＤはセクタ先
頭部に設けられたアドレスフィールド（ＩＤ領域）、Ｄ
ＦはＩＤ領域以降に設けられたデータフィールドＤＦ
（ＭＯ領域）であり、ＭＯ領域にはクロック抽出用のＶ
ＦＯと位相合わせ用のシンクバイトＳＹＮＣ及びユーザ
データＤＡＴＡが書き込まれている。

【００３２】クランプ回路 クランプ回路１０４は、再生信号ＲＤＳ１′，ＲＤＳ
２′の直流分をカットする２つのコンデンサＣ₀と、コ
ンデンサＣ₀に直列に接続された２つの電流制限用抵抗
Ｒ₁と、バイアス抵抗Ｒ₀，Ｒ₂と、該バイス抵抗を介し
て順方向にバイアスされたショットキーダイオードＤ₁
で構成され、ショットキーダイオードのアノード側がゲ
ート信号発生部１０５を構成するコンパレータＣＭＰの
＋端子に接続され、カソード側がコンパレータＣＭＰの
−端子に接続されている。ショットキーダイオードＤ₁
は原理上蓄積電荷の影響が全くないため、トランジスタ
やその他のダイオードを用いたクランプ回路に比べて信
号遅延がない。又、ショットキーダイオードは印加電圧
に依存せず一定値を取れるので、常に一定電位にクラン
プすることが可能である。

【００３３】さて、入力信号が無い状態では、コンパレ
ータＣＭＰの非反転端子（＋）の電位は、反転端子
（−）の電位にショットキーダイオードＤ₁の順方向電
圧Ｖ_Fが加わった電位（Ｖ_T＝Ｉ₁・Ｒ₂＋Ｖ_F）に固定さ
れている。かかる状態において、図４に示すトランジェ
ントを持った信号ＲＤＳ１′が入力されると、トランジ
ェントの開始時点の上昇電位は、ショットキーダイオー
ドＤ₁がオンになっているため一定電圧に保持され、図
４のクランプ信号ＣＬＰに示すようにＶ_Tにクランプさ
れる。ここで、コンデンサＣ₀に直列に接続された電流
制限抵抗Ｒ₁はクランプ系を駆動するドライバの負荷を
軽減するように作用する。すなわち、トランジェント開
始時の上昇電位時点では、ダイオードクランプが働くた
め、電流制限抵抗Ｒ₁がないと大電流が流れる恐れがあ
るが、この電流制限抵抗Ｒ₁により電流が制限され、ド
ライバの負荷が軽減される。ただし、電流制限抵抗Ｒ₁
を大きくしすぎるとクランプ回路が働かなくなるので、
数十Ωで十分である。

【００３４】次に、入力信号ＲＤＳ１′が低下した場合
は、Ｖcc→Ｒ₀→Ｒ₁→Ｃ₀→入力信号端子方向に電流パ
スが形成され、コンパレータＣＭＰの非反転端子電圧
（クランプ信号ＣＬＰ）は図４に示すように入力信号Ｒ
ＤＳ１′に追従して変化する。このとき、コンデンサＣ
₀に電荷が充電されるが、入力信号ＲＤＳ１′上昇時に
抵抗Ｒ₁、ショットキーダイオードＤ₁を介して放電され
る。以上より、データ開始時でのトランジェントや反射
率変動に伴うエンベロープ変動が吸収されて再生信号の
ピーク値はＶ_Tにクランプされ、Ｖ_T以下では入力信号Ｒ
ＤＳ１′に追従した信号波形となる。以上は入力信号Ｒ
ＤＳ１′に着目した場合であるが、入力信号ＲＤＳ２′
に着目すると、図４の点線で示すように、クランプ信号
ＣＬＰ′はボトムがＶ_Rにクランプされ、Ｖ_R以上では入
力信号ＲＤＳ２′に追従した信号波形になる。

【００３５】クランプ回路１０４において、コンデンサ
Ｃ₀とダイオードバイアス抵抗Ｒ₀，Ｒ₂とで決まる時定
数τ（＝Ｃ₀・Ｒ）は、入力信号の最長パターン（ピー
ク点から次のピーク点までの時間が最も長いパターン）
以上の必要がある。なぜならば、それ以下では、ボトム
レベルが保持できなくなるからである。例えば、ＩＳＯ
規格では５インチ、３．５インチの記録フォーマットと
して（２，７）ＲＬＬ符号化方式を採用している。この
（２，７）ＲＬＬ符号化方式によれば、符号化後のビッ
ト”１”とビット”１”間の”０”の個数は２〜７まで
変化し、最長パターンはビット間隔をＴとすると８Ｔと
なる。従って、時定数τ（＝Ｃ₀・Ｒ）は８Ｔより大き
くする必要がある。また、時定数の上限は、データ開始
時にデータからクロック成分を抽出するために設けてあ
るＶＦＯパターン期間で決定される。これは、データ開
始時に図４とは逆のトランジェント（直前のＩＤクロス
トークの影響等によっては、反対方向のトランジェント
が発生する場合がある）が発生した場合、ピーククラン
プが動作する前記ＶＦＯ期間内でトランジェントが制定
する必要があるからである。

【００３６】ゲート信号発生部 ゲート信号発生部１０５はコンパレータＣＭＰで構成さ
れ、その非反転端子（＋）にクランプ信号ＣＬＰが入力
され、反転端子（−）にクランプ信号ＣＬＰ′が入力さ
れ、非反転端子電位が反転端子電位より大きいときハイ
レベルのゲート信号ＧＴＳを出力する。微分・零クロス信号発生部 微分・零クロス信号発生部１０６は、再生信号ＲＤＳ
１′，ＲＤＳ２′をそれぞれ微分した微分信号ＤＦＳ，
ＤＦＳ′を出力するＣＲ構成の微分回路１０６ａと、微
分信号ＤＦＳ，ＤＦＳ′の差信号が零レベル以下になっ
た時ハイレベルの零クロス信号ＺＣＳを出力するコンパ
レータ１０６ｃを備えている。

【００３７】データパルス出力部 データパルス出力部１０７はゲート信号ＧＴＳが発生し
ているときに零クロス信号ＺＣＳが発生した時、すなわ
ち、再生信号ＲＤＳ１のピーク点でデータパルス（再生
データ）ＤＴを出力するようになっている。１０７ａは
フリップフロップ、１０７ｂは所定の遅延時間を設定す
る遅延部である。ゲート信号ＧＴＳがハイレベルの時
に、零クロス信号ＺＣＳが発生すると、フリップフロッ
プ１０７ａはセットされ、遅延時間経過後にリセットさ
れる。これにより、遅延時間に相当する幅のデータパル
スＤＴが出力される。尚、データパルス出力部１０７を
アンドゲートで構成し、アンドゲートでゲート信号ＧＴ
Ｓと零クロス信号ＺＣＳの論理関を演算することにより
データパルスＤＴを出力するようにもできる。

【００３８】フィードバック系の構成 図５はクランプ信号振幅をゲイン可変増幅器１０１にフ
ィードバックする振幅フィードバック系の構成図、図６
は振幅フィードバック系の動作説明用波形図である。１
０８はクランプ回路から出力されるクランプ信号ＣＬＰ
の振幅と参照電圧レベルＶｒとの振幅差を出力する振幅
比較部、１０２は振幅差に応じた制御電圧信号Ｖｃｎｔ
を発生するＡＧＣ制御部、１０９は参照電圧発生部であ
り、クランプ回路１０４を構成するショットキバリアダ
イオードＤ₁の順方向電圧降下Ｖ_Fのｎ（＝１．１〜１．
７）倍の参照電圧Ｖrを発生する。尚、ｎ＝１．１〜
１．７とする理由は後述する。振幅比較部１０８におい
て、１０８ａは参照電圧Ｖｒとクランプ回路から入力さ
れるクランプ信号ＣＬＰとの振幅を比較する振幅比較
器、１０８ｂは定電流源Ｉin,Ｉout及びスイッチＳＷi
n,ＳＷoutで構成されたチャージポンプで、振幅比較器
１０８ａの出力に基づいてスイッチＳＷin，ＳＷoutを
オン・オフして吸い込み／吐き出しをする。ＡＧＣ制御
部１０２において、１０２ａはチャージポンプの電流出
力を電圧に変換するローパスフィルタ、１０２ｂはロー
パスフィルタ出力を制御電圧信号Ｖcntとして出力する
バッファアンプである。

【００３９】参照電圧発生部１０９はクランプ回路１０
４の近傍に設けられ、クランプ回路１０４のショットキ
バリアダイオードＤ₁と同一特性のショットキバリアダ
イオードＤ₁′と、該ダイオードを順方向バイアスする
バイアス抵抗Ｒ₀と、ショットキダイオードＤ₁′の順方
向電圧降下Ｖ_Fをｎ（＝１．１〜１．７）倍する乗算部
（例えばアンプ）ＭＬＴを有している。ショットキバリ
アダイオードＤ₁′の順方向電圧降下Ｖ_Fは、乗算部ＭＬ
Ｔでｎ（＝１．１〜１．７）倍され、コンパレータ１０
８ａの−端子に入力される。一方、クランプ信号ＣＬＰ
は同じくコンパレータ１０８ａの＋端子に入力される。
コンパレータ１０８ａは両入力の振幅を比較し、クラン
プ信号振幅がＶr(＝ｎ・Ｖ_F）以下の場合には、ローレ
ベルの駆動信号ＣＤを出力し、ｎ・Ｖ_F以上の場合に
は、ハイレベルの駆動信号ＣＤを出力する。駆動信号Ｃ
Ｄがローレベルの場合には、スイッチＳＷoutがオン
し、ローパスフィルタ１０２ａのコンデンサに充電され
ていた電荷が放電し、逆に駆動信号ＣＤがハイレベルの
場合には、スイッチＳＷinがオンし、ローパスフィルタ
１０２ａのコンデンサに電荷が充電される。この結果、
ローパスフィルタ１０２ａより図６に示すように、クラ
ンプ信号ＣＬＰの振幅に応じて増減する制御電圧信号Ｖ
cntが出力される。

【００４０】ローパスフィルタ１０２ａとしてコンデン
サのみの場合（伝達関数Ｆ(s)＝１／ｓＣ）を示した
が、抵抗とコンデンサが直列に接続された２次フィルタ
（伝達関数Ｆ(s)＝Ｒ＋１／ｓＣ）であってもよい。２
次フィルタであっても動作原理はコンデンサのみの場合
と全く同様であり、どちらを選択するかはシステム設計
に依存する。尚、振幅比較部１０８において、データ開
始時のＡＧＣ引き込み時に充放電電流Ｉin，Ｉoutが増
加し、その後減少し、ＡＧＣアタック時間の低減が可能
となる。この結果、後述するＡＧＣ制御部１０２の制御
でゲイン可変増幅器１０１の応答時間が低下し、データ
パターンに基づく振幅変動による悪影響が除かれる。

【００４１】ゲイン可変増幅器 図７はゲイン可変増幅器の構成図である。図７の構成は
ギルバートセルとよばれ、既に多くの回路に使用されて
いるものである。ゲイン可変増幅器１０１は、互いに極
性の異なる再生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２が入力されるト
ランジスタＱ₅，Ｑ₆を備えた差動アンプ段１０１ａ、差
動アンプ段の各トランジスタに電流を供給するバイアス
部１０１ｂ、定電流部１０１ｃ、出力バッファ段１０１
ｄ、トランジスタスイッチ部１０１ｅを有している。ト
ランジスタスイッチ部１０１ｅはＡＧＣ制御部１０２か
ら出力される制御電圧信号Ｖcntと予め設定されている
基準電圧Ｖrefの大小に応じて差動アンプ段１０１ａの
ゲインを制御する２組のトランジスタスイッチＳＷ１
（Ｑ₁，Ｑ₂），ＳＷ２（Ｑ₃，Ｑ₄）を有している。トラ
ンジスタスイッチ部１０１ｅは制御電圧信号Ｖcntと基
準電圧Ｖrefを比較し、基準電圧と制御電圧が等しくな
るようにトランジスタＱ₁〜Ｑ₄の導通度を制御し、結果
的に差動アンプ１０１ａのゲインを制御し、再生信号Ｒ
ＤＳ１，ＲＤＳ２の振幅が最適値となるようにする。

【００４２】動作原理を簡単に説明する。差動入力信号
（再生信号）ＲＤＳ１，ＲＤＳ２は、差動アンプ１０１
ａのトランジスタＱ₅，Ｑ₆に入力される。各トランジス
タの負荷には、それぞれトランジスタＱ₁，Ｑ₂及び
Ｑ₃，Ｑ₄で構成されたトランジスタスイッチＳＷ１，Ｓ
Ｗ２が接続されており、各トランジスタの一方のベース
には制御電圧信号Ｖcntが、他方には、基準電圧信号Ｖr
efが印加されている。基準電圧Ｖref＞制御電圧信号Ｖc
ntの場合には、トランジスタＱ₂，Ｑ₄がオンし、トラン
ジスタＱ₁，Ｑ₃はオフする。このため、再生信号ＲＤＳ
１，ＲＤＳ２はトランジスタＱ₂，Ｑ₄の負荷抵抗Ｒ_Aに
現れ、バッファ段１０１ｄのトランジスタＱ₇，Ｑ₈を経
由して次段の波形処理部１０３の入力信号ＲＤＳ１″、
ＲＤＳ２″となる。この際が、最大ゲインであり、電圧
ゲインはＲ_A／Ｒ_Bである。

【００４３】次に、基準電圧Ｖref＜制御電圧信号Ｖcnt
の場合には、トランジスタＱ₁，Ｑ₃がオンし、トランジ
スタＱ₂，Ｑ₄はオフする。このため、再生信号ＲＤＳ
１，ＲＤＳ２は負荷抵抗Ｒ_Aに全く現れなくなり、ゲイ
ンが零となる。実際には、フィードバックループにより
基準電圧Ｖref≒制御電圧信号Ｖcntとなるように制御が
行われ、結果的にクランプ信号ＣＬＰの信号振幅がショ
トキバリアダイオードＤ ₁の順方向電圧降下Ｖ_Fのｎ（＝
１．１〜１．７）倍となる。

【００４４】(c) マージン 図３の実施例では、ゲート信号ＧＴＳ作成用のスライス
レベルは、ショットキーダイオードＤ₁の順方向電圧降
下Ｖ_Fのみによって決定され、順方向電圧降下Ｖ _Fとクラ
ンプ信号の振幅がゲート信号ＧＴＳを作成する際のマー
ジンに大きく関係してくる。一般にショットキーダイオ
ードの順方向電圧降下Ｖ_Fは温度依存性が強く、接合面
の温度が高くなるほどＶ_Fが低下する傾向を持つ。光デ
ィスクの使用環境温度（５⁰Ｃ〜４５⁰Ｃ）に動作時の発
熱等を考慮すると、接合面の温度変化は０⁰Ｃ〜８０⁰Ｃ
以上になり、この温度変化により、Ｖ_Fは２倍（１／
２）近く変化する。このため、マージンを向上するため
には、Ｖ_Fの変化に応じて再生信号すなわちクランプ信
号の振幅を制御する必要がある。一方、光ディスクの反
射率、媒体の性能や再生効率によって、再生信号振幅は
最大２倍近く変動する。このため、再生信号振幅が変動
したらＶ_Fに応じた適正な振幅になるように制御する必
要がある。

【００４５】図２、図３の実施例構成で、クランプ信号
振幅に対するマージンの測定例を図８に示す。この図
は、信号振幅比（信号振幅／Ｖ_F）とゲート信号作成時
のマージン劣化を表したものである。これにより、ゲー
ト信号発生部１０５に入力されるクランプ信号ＣＬＰ，
ＣＬＰ′の信号振幅は、対Ｖ_Fで１．１〜１．７の時最
も特性がよいことが判る。この目標振幅をクリアするた
めには、ダイオードの順方向電圧降下Ｖ_Fの１．１〜
１．７倍したものを参照電圧Ｖrとして発生する。そし
て、該参照電圧Ｖrとクランプ信号ＣＬＰの信号振幅と
の差を振幅比較部１０８で検出し、該差に応じた制御電
圧信号ＶcntをＡＧＣ制御部１０２より出力してゲイン
可変増幅器１０１のゲインを制御する。これにより、ク
ランプ信号ＣＬＰの信号振幅がショトキバリアダイオー
ドＤ₁の順方向電圧降下Ｖ_Fのｎ（＝１．１〜１．７）倍
となるようにフィードバック制御される。

【００４６】(d) 変形例 以上では、極性の異なる再生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２を
用いてゲイン可変増幅器、波形処理部、クランプ回路、
ゲート信号発生部で所定の処理をした場合であるが、再
生信号ＲＤＳ１，ＲＤＳ２の差を演算して得られる再生
信号ＲＤＳを用いてデータパルスＤＴを発生するように
構成することもできる。かかる場合には、クランプ回路
以降を図９に示すように構成する。クランプ回路１０４
は図３に比べて片信号分のみでよく、ゲート信号発生部
１０５の非反転端子（＋）にはクランプ信号ＣＬＰが入
力され、反転端子（−）にはＶb＋Ｖ_F／２（Ｖ_Fはダイ
オードの順方向降下電圧）が入力される。

【００４７】ゲート信号発生部１０５におけるクランプ
信号ＣＬＰの比較電位は、最長パターン時の再生信号振
幅、すなわち最大振幅の５０％近傍に設定するのが理想
的である。何故ならば、再生信号のＳ／Ｎ比が劣化し、
誤ったゲート信号が開くのを防ぐためのいわゆるレベル
マージンが、再生信号のセンターで最大になるからであ
る。このため、コンパレータＣＭＰの反転端子にはＶb
＋Ｖ_F／２が入力されている。図１０は図９における各
部の信号波形図である。以上では、ＭＯ領域の情報の再
生について説明したが、本発明はプリフォーマット部
（ＩＤ領域）の情報の再生にも適用できるものである。
又、以上ではショットキーダイオードを用いた場合につ
いて説明したが、その他の高速ダイオードを用いること
もできる。更に、以上では本発明を実施例により説明し
たが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従
い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除する
ものではない。

【００４８】

【発明の効果】以上本発明によれば、クランプ回路にお
いて再生信号のピークを所定電位にクランプし、該一定
ピーク値に基づいてゲート信号を発生するようにしたか
ら、ピーク値が変動しても、正確にゲート信号を発生す
ることができ、又、高密度化により、あるいは記録条件
の変化によって分解能が低下した場合でも、あるいはト
ランジェントやエンベロープ変動が存在する場合であっ
ても正確にデータの読み取りができる。更に、本発明に
よれば、ピーク値を定電位にクランプするようにしたか
ら、ゲート信号作成用のスライスレベルを高めに設定で
き、欠陥等により発生するノイズを誤読み取りすること
がなく、欠陥の影響をなくすことができる。

【００４９】又、本発明によれば、クランプ回路をショ
ットキーダイオードを用いて構成すると共に、振幅比較
部における参照電圧レベルをショットキーダイオードの
順方向電圧の１．１倍〜１．７倍となるようにＡＧＣ制
御するようにしたから、媒体特性やドライブ間のバラツ
キにより再生信号振幅が変動してもＡＧＣ動作により、
クランプ信号の振幅を最適となるように自動設定して装
置マージンを大きくできる。又、環境温度や接合面温度
によりダイオードの特性（順方向降下電圧）が変動して
もクランプ信号の振幅をＡＧＣ制御により最適にでき、
装置マージンを大きくできる。更に、ショットキーダイ
オードは蓄積電荷の影響が無いため再生信号のピーク値
を遅延なく高速クランプすることができ、高密度、高速
転送に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】本発明のデータ再生回路の実施例構成図であ
る。

【図３】波形処理部後方の各部の構成図である。

【図４】各部の波形図である。

【図５】振幅フィードバック系の構成図である。

【図６】振幅フィードバック系の動作説明用波形図であ
る。

【図７】ゲイン可変増幅器の構成図である。

【図８】信号振幅に対するマージン測定結果説明図であ
る。

【図９】本発明の変形例を示す各部構成図であるであ
る。

【図１０】変形例の動作説明用波形図である。

【図１１】光磁気ディスクの書き込み・読み取り説明図
である。

【図１２】光磁気ディスク媒体の構成図である。

【図１３】システム構成図である。

【図１４】システムの電気的構成図である。

【図１５】光磁気ヘッドの基本構成図である。

【図１６】ＭＯ領域情報読取原理説明図である。

【図１７】光磁気ディスクドライブ装置の構成図であ
る。

【図１８】データ再生方式説明図である。

【図１９】データ再生回路の構成図である。

【図２０】従来の問題点説明図である。

【図２１】従来の別の問題点説明図である。

【図２２】トランジェント説明図である。

【図２３】ピークホールド回路を用いた構成図である。

【図２４】従来の情報再生装置の構成図である。

【図２５】各部波形図である。

【図２６】トランジスタ及びダイオードを用いたクラン
プ回路の問題点説明図である。

【図２７】下限レベルクランプの問題点説明図である。

【符号の説明】

１０１・・ゲイン可変の増幅器 １０２・・ＡＧＣ制御部 １０４・・クランプ回路 １０５・・ゲート信号発生部 １０６・・微分・零クロス信号発生部 １０７・・データパルス出力部 １０８・・振幅比較部

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光ディスクから読み取った再生信号を微
   分し、該微分信号が零レベルをクロスしたとき零クロス
   信号を出力する零クロス信号発生部と、前記再生信号を
   用いてゲート信号を発生するゲート信号発生部を備え、
   ゲート信号が発生しているときに零クロス信号が発生し
   た時、データパルスを出力する光ディスク装置におい
   て、 再生信号を増幅するゲイン可変の増幅器と、 該増幅器の出力信号のピーク値をクランプするクランプ
   回路と、 参照電圧レベルを発生する参照電圧発生部と、 クランプ回路から出力されるクランプ信号の振幅と参照
   電圧レベルを比較する振幅比較部と、 比較結果に基づいてゲイン可変増幅器のゲインを制御
   し、クランプ回路の出力信号振幅を制御するＡＧＣ制御
   部を備え、 前記ゲート信号発生部はクランプ回路から出力されるク
   ランプ信号と所定の信号レベルを比較してゲート信号を
   発生する光ディスク装置。
2. 【請求項２】 前記クランプ回路は、再生信号の直流分
   をカットするコンデンサと、バイアス抵抗と、該バイア
   ス抵抗を介して順方向にバイアスされ、かつ、アノード
   側が前記コンデンサに接続されたダイオードより構成さ
   れたダイオードクランプ機構である請求項１記載の光デ
   ィスク装置。
3. 【請求項３】 前記ダイオードはショットキバリアダイ
   オードである請求項２記載の光ディスク装置。
4. 【請求項４】 前記参照電圧レベルはダイオードの順方
   向電圧に比例して決定する請求項２又は請求項３記載の
   光ディスク装置。
5. 【請求項５】 前記参照電圧レベルはダイオードの順方
   向電圧の１．１倍〜１．７倍である請求項４記載の光デ
   ィスク装置。
6. 【請求項６】 前記振幅比較部は、参照電圧とクランプ
   信号の振幅とを比較する比較器と、該比較器の出力によ
   り、吸い込み／吐き出しをするチャージポンプを備え、
   前記ＡＧＣ制御部は該チャージポンプの電流出力を電圧
   に変換するローパスフィルタを有し、ローパスフィルタ
   出力を制御電圧信号とする請求項１記載の光ディスク装
   置。
7. 【請求項７】 前記ダイオードクランプ機構の直流カッ
   ト用のコンデンサとバイアス抵抗による時定数は、最長
   ビットセル間隔（ピーク点から次のピーク点までのうち
   最も長い間隔）以上であり、かつ、データフィールドの
   先頭にあるＶＦＯパターン長以下である請求項２記載の
   光ディスク装置。