JPH07231648A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH07231648A JPH07231648A JP6018731A JP1873194A JPH07231648A JP H07231648 A JPH07231648 A JP H07231648A JP 6018731 A JP6018731 A JP 6018731A JP 1873194 A JP1873194 A JP 1873194A JP H07231648 A JPH07231648 A JP H07231648A
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- JP
- Japan
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- voltage
- switching element
- load
- power supply
- capacitor
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】コンデンサとダイオードのようなスイッチング
要素とから構成される電圧逓倍回路とスイッチング素子
を用いた電源装置において、スイッチング素子への供給
パルス数の変化を比較的狭い範囲にとどめることによ
り、ノイズの発生周波数領域を限定し、フィルタ回路の
小型化と制御回路の簡略化を実現する。 【構成】最大電圧が設定最小電源電圧Ｅの奇数倍Ｅ，３
Ｅ，５Ｅ，７Ｅ，９Ｅとなる第１群の出力段と、偶数倍
２Ｅ，４Ｅ，６Ｅ，８Ｅとなる第２群の出力段を備え、
各出力段は互いに異なる出力電圧の分担領域を有し、負
荷２と各出力段の接続を切り替える手段Ｓ21〜Ｓ28と、
各出力段からの出力電圧を当該出力段の分担領域内での
み変化するようにスイッチング素子のオン・オフ動作を
制御する制御手段１，１１とを備える。
要素とから構成される電圧逓倍回路とスイッチング素子
を用いた電源装置において、スイッチング素子への供給
パルス数の変化を比較的狭い範囲にとどめることによ
り、ノイズの発生周波数領域を限定し、フィルタ回路の
小型化と制御回路の簡略化を実現する。 【構成】最大電圧が設定最小電源電圧Ｅの奇数倍Ｅ，３
Ｅ，５Ｅ，７Ｅ，９Ｅとなる第１群の出力段と、偶数倍
２Ｅ，４Ｅ，６Ｅ，８Ｅとなる第２群の出力段を備え、
各出力段は互いに異なる出力電圧の分担領域を有し、負
荷２と各出力段の接続を切り替える手段Ｓ21〜Ｓ28と、
各出力段からの出力電圧を当該出力段の分担領域内での
み変化するようにスイッチング素子のオン・オフ動作を
制御する制御手段１，１１とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波スイッチング動
作によって負荷に高周波電流を供給する電源装置に関す
るものである。
作によって負荷に高周波電流を供給する電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来例の回路図を図７に示す。この回路
の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング
素子Ｓ 2 と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの
出力に負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイ
ッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流
電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、いわゆるコ
ッククロフトウォルトン回路を用いている。
の基本構成を説明すると、直流電源Ｅと並列にスイッチ
ング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、スイッチング
素子Ｓ 2 と並列に、逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの
出力に負荷２を接続したものである。逓倍回路Ｘはスイ
ッチング素子Ｓ1 とＳ2 の交互のオン・オフ動作で直流
電源Ｅより高電圧を発生できる回路であり、いわゆるコ
ッククロフトウォルトン回路を用いている。
【０００３】以下、逓倍回路Ｘの動作を説明する。スイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は交互にオン・オフ動作する。
スイッチング素子Ｓ1 が制御回路１からの制御信号でオ
ンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電
圧Ｅまで充電される。次に、スイッチング素子Ｓ1 がオ
フし、スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサ
Ｃ1 とＣ2 がダイオードＤ2 を介して接続され、コンデ
ンサＣ1 の電荷の一部はコンデンサＣ2 に移動し、コン
デンサＣ2 が充電される。再び、スイッチング素子Ｓ2
がオフし、スイッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデ
ンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電さ
れ、コンデンサＣ2 の電荷の一部はダイオードＤ3 を介
してコンデンサＣ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電さ
れる。この繰り返しで、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電さ
れ、最高電圧としては各コンデンサについて電圧Ｅまで
充電される。このようにして、負荷２には最大３Ｅの電
圧を印加することが可能となる。また、負荷２の一端
（点Ａ）を電源Ｅの正極側に接続しても最大３Ｅの電圧
を印加でき、電源Ｅの負極側に接続した場合は最大４Ｅ
の電圧を印加できる。
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は交互にオン・オフ動作する。
スイッチング素子Ｓ1 が制御回路１からの制御信号でオ
ンすると、コンデンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電
圧Ｅまで充電される。次に、スイッチング素子Ｓ1 がオ
フし、スイッチング素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサ
Ｃ1 とＣ2 がダイオードＤ2 を介して接続され、コンデ
ンサＣ1 の電荷の一部はコンデンサＣ2 に移動し、コン
デンサＣ2 が充電される。再び、スイッチング素子Ｓ2
がオフし、スイッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデ
ンサＣ1 がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電さ
れ、コンデンサＣ2 の電荷の一部はダイオードＤ3 を介
してコンデンサＣ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電さ
れる。この繰り返しで、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電さ
れ、最高電圧としては各コンデンサについて電圧Ｅまで
充電される。このようにして、負荷２には最大３Ｅの電
圧を印加することが可能となる。また、負荷２の一端
（点Ａ）を電源Ｅの正極側に接続しても最大３Ｅの電圧
を印加でき、電源Ｅの負極側に接続した場合は最大４Ｅ
の電圧を印加できる。
【０００４】さらに、コンデンサ間の電荷の受渡しはス
イッチング素子が動作しなければ行われず、この場合、
各コンデンサの電荷は各ダイオードを経由して負荷２に
放電される。これによって、負荷２の電圧が低下して行
く。故に、スイッチング素子の動作の繰り返し、すなわ
ち、動作周波数を制御することによって負荷２の電圧Ｖ
3 を制御することが可能となる。
イッチング素子が動作しなければ行われず、この場合、
各コンデンサの電荷は各ダイオードを経由して負荷２に
放電される。これによって、負荷２の電圧が低下して行
く。故に、スイッチング素子の動作の繰り返し、すなわ
ち、動作周波数を制御することによって負荷２の電圧Ｖ
3 を制御することが可能となる。
【０００５】従来例の動作波形図を図８に示す。この図
８は、図７の回路を用いて、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
2 の制御によって略半波の波形を負荷２に供給する動作
を示している。時刻ｔ0 で、スイッチング素子Ｓ1 が制
御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ1
がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電される。時刻
ｔ1 で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング
素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ1 とＣ2 がダイオ
ードＤ2 を介して接続されて、コンデンサＣ1の電荷の
一部はコンデンサＣ2 に移動し、コンデンサＣ2 が充電
される。時刻ｔ 2 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、
各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ3 で、ス
イッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダ
イオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサ
Ｃ2 の電荷の一部はダイオードＤ 3 を介してコンデンサ
Ｃ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電される。時刻ｔ4
で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子
Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ3 とＣ4 がダイオード
Ｄ4 を介して接続されて、コンデンサＣ3 の電荷の一部
はコンデンサＣ4 に移動し、コンデンサＣ4 が充電され
る。時刻ｔ5 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、各コ
ンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ6で、スイッ
チング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダイオ
ードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ4
の電荷の一部はダイオードＤ5 を介してコンデンサＣ5
に移動し、コンデンサＣ5 が充電される。この繰り返し
で、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電されて行く。
８は、図７の回路を用いて、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ
2 の制御によって略半波の波形を負荷２に供給する動作
を示している。時刻ｔ0 で、スイッチング素子Ｓ1 が制
御回路１からの制御信号でオンすると、コンデンサＣ1
がダイオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電される。時刻
ｔ1 で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング
素子Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ1 とＣ2 がダイオ
ードＤ2 を介して接続されて、コンデンサＣ1の電荷の
一部はコンデンサＣ2 に移動し、コンデンサＣ2 が充電
される。時刻ｔ 2 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、
各コンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ3 で、ス
イッチング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダ
イオードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサ
Ｃ2 の電荷の一部はダイオードＤ 3 を介してコンデンサ
Ｃ3 に移動し、コンデンサＣ3 が充電される。時刻ｔ4
で、スイッチング素子Ｓ1 がオフし、スイッチング素子
Ｓ2 がオンすると、コンデンサＣ3 とＣ4 がダイオード
Ｄ4 を介して接続されて、コンデンサＣ3 の電荷の一部
はコンデンサＣ4 に移動し、コンデンサＣ4 が充電され
る。時刻ｔ5 で、スイッチング素子Ｓ2 がオフし、各コ
ンデンサの電圧がほぼ保持される。時刻ｔ6で、スイッ
チング素子Ｓ1 がオンすると、コンデンサＣ1 がダイオ
ードＤ1 を介して電圧Ｅまで充電され、コンデンサＣ4
の電荷の一部はダイオードＤ5 を介してコンデンサＣ5
に移動し、コンデンサＣ5 が充電される。この繰り返し
で、コンデンサＣ1 〜Ｃ5 が充電されて行く。
【０００６】スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作によっ
て、時刻ｔ7 〜ｔ11にかけて負荷電圧Ｖ3 が上昇して行
き、時刻ｔ12で電圧の最大値を迎え、その後、スイッチ
ング素子の動作周波数を低下させて電圧Ｖ3 を低下させ
る。時刻ｔ13で電圧Ｖ3 は最小となり、その後、上昇し
て行く。この場合、スイッチング素子の動作周波数（時
間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を図８
（ａ），（ｂ）に示すように、正弦波状に変化させるこ
とによって、負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にす
ることができる。
て、時刻ｔ7 〜ｔ11にかけて負荷電圧Ｖ3 が上昇して行
き、時刻ｔ12で電圧の最大値を迎え、その後、スイッチ
ング素子の動作周波数を低下させて電圧Ｖ3 を低下させ
る。時刻ｔ13で電圧Ｖ3 は最小となり、その後、上昇し
て行く。この場合、スイッチング素子の動作周波数（時
間当たりのスイッチング素子への信号パルス数）を図８
（ａ），（ｂ）に示すように、正弦波状に変化させるこ
とによって、負荷２への供給電圧Ｖ3 を略正弦波状にす
ることができる。
【０００７】このように、２つのスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、ス
イッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 と
Ｓ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を
接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時
間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス
数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供
給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、また、動作
周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ
5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることがで
きるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置
を提供できるものである。
Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を直流電源Ｅと並列に接続し、ス
イッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 と
Ｓ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きる逓倍回路Ｘを接続し、逓倍回路Ｘの出力に負荷２を
接続し、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作周波数（時
間当たりのスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 への信号パルス
数）を正弦波状に変化させることによって負荷２への供
給電圧Ｖ3 を略正弦波状にすることができ、また、動作
周波数を高くすることによって、各コンデンサＣ1 〜Ｃ
5 やスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を小さくすることがで
きるので、任意の脈流電圧を発生できる小型の電源装置
を提供できるものである。
【０００８】しかしながら、この従来例においては、負
荷にゼロから最大まで変化する電圧を印加する場合、ス
イッチング素子に供給するパルス数を広範囲に変化させ
る必要があり、広範囲の周波数のノイズが発生し、フィ
ルタ回路が大型化したり、制御回路が複雑になるという
問題があった。
荷にゼロから最大まで変化する電圧を印加する場合、ス
イッチング素子に供給するパルス数を広範囲に変化させ
る必要があり、広範囲の周波数のノイズが発生し、フィ
ルタ回路が大型化したり、制御回路が複雑になるという
問題があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
電源装置では、負荷にゼロから最大まで変化する電圧を
印加する場合、スイッチング素子に供給するパルス数を
広範囲に変化させる必要があり、広範囲の周波数のノイ
ズが発生し、フィルタ回路が大型化したり、制御回路が
複雑になるという問題があった。
電源装置では、負荷にゼロから最大まで変化する電圧を
印加する場合、スイッチング素子に供給するパルス数を
広範囲に変化させる必要があり、広範囲の周波数のノイ
ズが発生し、フィルタ回路が大型化したり、制御回路が
複雑になるという問題があった。
【００１０】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、コンデンサとダイ
オードのようなスイッチング要素とから構成される電圧
逓倍回路とスイッチング素子を用いて負荷に広範囲の出
力電圧を供給できるようにした電源装置において、スイ
ッチング素子への供給パルス数の変化を比較的狭い範囲
にとどめることにより、ノイズの発生周波数領域を限定
し、フィルタ回路の小型化と制御回路の簡略化を実現す
ることにある。
のであり、その目的とするところは、コンデンサとダイ
オードのようなスイッチング要素とから構成される電圧
逓倍回路とスイッチング素子を用いて負荷に広範囲の出
力電圧を供給できるようにした電源装置において、スイ
ッチング素子への供給パルス数の変化を比較的狭い範囲
にとどめることにより、ノイズの発生周波数領域を限定
し、フィルタ回路の小型化と制御回路の簡略化を実現す
ることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
２Ｅと並列に、第１及び第２のスイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 （又はＳ11，Ｓ12）の直列回路を接続し、一方のス
イッチング素子の両端間に、少なくともコンデンサとス
イッチング要素とからなり、第１及び第２のスイッチン
グ素子のオン・オフ動作により電圧を発生するコックク
ロフトウォルトン回路のような電圧可変手段を接続し、
負荷２の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接続し
た電源装置であって、前記電圧可変手段は、最大電圧が
設定最小電源電圧Ｅの奇数倍Ｅ，３Ｅ，５Ｅ，７Ｅ，９
Ｅとなる第１群の出力段と、偶数倍２Ｅ，４Ｅ，６Ｅ，
８Ｅとなる第２群の出力段を備え、各出力段は互いに異
なる出力電圧の分担領域を有し、負荷２と各出力段の接
続を切り替える手段Ｓ21〜Ｓ28と、電圧可変手段の各出
力段からの出力電圧を当該出力段の分担領域内でのみ変
化するようにスイッチング素子のオン・オフ動作を制御
する制御手段１，１１とを備えることを特徴とするもの
である。
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
２Ｅと並列に、第１及び第２のスイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 （又はＳ11，Ｓ12）の直列回路を接続し、一方のス
イッチング素子の両端間に、少なくともコンデンサとス
イッチング要素とからなり、第１及び第２のスイッチン
グ素子のオン・オフ動作により電圧を発生するコックク
ロフトウォルトン回路のような電圧可変手段を接続し、
負荷２の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接続し
た電源装置であって、前記電圧可変手段は、最大電圧が
設定最小電源電圧Ｅの奇数倍Ｅ，３Ｅ，５Ｅ，７Ｅ，９
Ｅとなる第１群の出力段と、偶数倍２Ｅ，４Ｅ，６Ｅ，
８Ｅとなる第２群の出力段を備え、各出力段は互いに異
なる出力電圧の分担領域を有し、負荷２と各出力段の接
続を切り替える手段Ｓ21〜Ｓ28と、電圧可変手段の各出
力段からの出力電圧を当該出力段の分担領域内でのみ変
化するようにスイッチング素子のオン・オフ動作を制御
する制御手段１，１１とを備えることを特徴とするもの
である。
【００１２】
【作用】このように、本発明にあっては、負荷にゼロか
ら最大まで変化する電圧を印加する場合、各コンデンサ
の担当電圧範囲を設定し、その電圧範囲内で電圧が変化
するようにスイッチング素子の動作周波数を制御するの
で、スイッチング素子へのパルス数を広範囲に変化させ
る必要がなく、ノイズの発生周波数領域が制限され、フ
ィルタ回路が小型化でき、制御回路を簡素化することが
できる。
ら最大まで変化する電圧を印加する場合、各コンデンサ
の担当電圧範囲を設定し、その電圧範囲内で電圧が変化
するようにスイッチング素子の動作周波数を制御するの
で、スイッチング素子へのパルス数を広範囲に変化させ
る必要がなく、ノイズの発生周波数領域が制限され、フ
ィルタ回路が小型化でき、制御回路を簡素化することが
できる。
【００１３】
【実施例】本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。
本実施例の主回路の基本構成は、電源２Ｅと並列に２つ
のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 と
Ｓ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きるコンデンサＣ1 〜Ｃ7 、ダイオードＤ1 〜Ｄ7で構
成される逓倍回路を接続している。逓倍回路のそれぞれ
の出力段を構成するコンデンサＣ1 ，Ｃ3 ，Ｃ5 ，Ｃ7
を、スイッチング素子Ｓ21〜Ｓ24を介して負荷２の一端
Ａに接続している。負荷２の他端Ｂは、ダイオードＤ21
と電源Ｅを介してスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の接続点
に接続される。一方、もう一組、電源２Ｅと並列に２つ
のスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｓ12と並列に、スイッチング素子Ｓ11と
Ｓ12の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きるコンデンサＣ11〜Ｃ17、ダイオードＤ11〜Ｄ17で構
成される逓倍回路を接続している。逓倍回路のそれぞれ
の出力段を構成するコンデンサＣ11，Ｃ13，Ｃ15，Ｃ17
を、スイッチング素子Ｓ25〜Ｓ28を介して負荷の一端Ａ
に接続している。負荷の他端Ｂは、ダイオードＤ22を介
してスイッチング素子Ｓ11とＳ12の接続点に接続され
る。
本実施例の主回路の基本構成は、電源２Ｅと並列に２つ
のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｓ2 と並列に、スイッチング素子Ｓ1 と
Ｓ2 の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きるコンデンサＣ1 〜Ｃ7 、ダイオードＤ1 〜Ｄ7で構
成される逓倍回路を接続している。逓倍回路のそれぞれ
の出力段を構成するコンデンサＣ1 ，Ｃ3 ，Ｃ5 ，Ｃ7
を、スイッチング素子Ｓ21〜Ｓ24を介して負荷２の一端
Ａに接続している。負荷２の他端Ｂは、ダイオードＤ21
と電源Ｅを介してスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の接続点
に接続される。一方、もう一組、電源２Ｅと並列に２つ
のスイッチング素子Ｓ11，Ｓ12の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｓ12と並列に、スイッチング素子Ｓ11と
Ｓ12の交互のオン・オフ動作で電源より高電圧を発生で
きるコンデンサＣ11〜Ｃ17、ダイオードＤ11〜Ｄ17で構
成される逓倍回路を接続している。逓倍回路のそれぞれ
の出力段を構成するコンデンサＣ11，Ｃ13，Ｃ15，Ｃ17
を、スイッチング素子Ｓ25〜Ｓ28を介して負荷の一端Ａ
に接続している。負荷の他端Ｂは、ダイオードＤ22を介
してスイッチング素子Ｓ11とＳ12の接続点に接続され
る。
【００１４】本実施例の動作波形図を図２に示す。この
図２は、図１の回路を用いて、スイッチング素子の制御
によって略半波の波形を負荷２に供給する動作を示して
いる。スイッチング素子Ｓ1 の側の逓倍回路には、スイ
ッチング素子Ｓ18のオンにより電源Ｅが接続されてお
り、スイッチング素子Ｓ19，Ｓ20はオフしている。負荷
２には、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作によって電
源Ｅの奇数倍の電圧９Ｅ，７Ｅ，５Ｅ，３Ｅを各コンデ
ンサＣ7 ，Ｃ5 ，Ｃ3 ，Ｃ1 の端子から供給することが
できる。また、スイッチング素子Ｓ11の側の逓倍回路で
は、スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12の動作によって、電源
Ｅの偶数倍の電圧８Ｅ，６Ｅ，４Ｅ，２Ｅを各コンデン
サＣ17，Ｃ15，Ｃ13，Ｃ11の端子から負荷２に供給する
ことができる。
図２は、図１の回路を用いて、スイッチング素子の制御
によって略半波の波形を負荷２に供給する動作を示して
いる。スイッチング素子Ｓ1 の側の逓倍回路には、スイ
ッチング素子Ｓ18のオンにより電源Ｅが接続されてお
り、スイッチング素子Ｓ19，Ｓ20はオフしている。負荷
２には、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の動作によって電
源Ｅの奇数倍の電圧９Ｅ，７Ｅ，５Ｅ，３Ｅを各コンデ
ンサＣ7 ，Ｃ5 ，Ｃ3 ，Ｃ1 の端子から供給することが
できる。また、スイッチング素子Ｓ11の側の逓倍回路で
は、スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12の動作によって、電源
Ｅの偶数倍の電圧８Ｅ，６Ｅ，４Ｅ，２Ｅを各コンデン
サＣ17，Ｃ15，Ｃ13，Ｃ11の端子から負荷２に供給する
ことができる。
【００１５】ここで、図２（ａ）のように、負荷２への
供給電圧Ｖ3 を略正弦波として作り出す動作を説明す
る。まず、電圧Ｖ3 が時刻ｔ1 の４Ｅから時刻ｔ2 の５
Ｅに変化する場合には、コンデンサＣ3 の出力がスイッ
チング素子Ｓ22のオンによって負荷２に接続されてい
る。点Ｂからスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の接続点の間
の電圧はＥであり、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン
・オフ動作周波数が低いことによって、コンデンサＣ1
の両端電圧は（４Ｅ−Ｅ）／２＝３Ｅ／２＝１．５Ｅで
あり、コンデンサＣ3 の両端電圧も１．５Ｅとなってい
る。ここで、時刻ｔ 2 にかけて、スイッチング素子Ｓ1
とＳ2 の動作周波数を増加して行くと、コンデンサＣ1
とＣ3 の両端電圧はそれぞれ２Ｅまで上昇し、電圧Ｖ3
を４Ｅから５Ｅまで増加して行くことができる。時刻ｔ
2 において、スイッチング素子Ｓ22がオフし、スイッチ
ング素子Ｓ27がオンして、コンデンサＣ15の出力が負荷
２に接続される。スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12のオン・
オフ動作周波数が低いことによって、コンデンサＣ11の
両端電圧は５Ｅ／３＝１．６７Ｅで、コンデンサＣ13，
Ｃ15の両端電圧も１．６７Ｅとなっている。ここで、時
刻ｔ3 にかけてスイッチング素子Ｓ11とＳ12の動作周波
数を増加して行くと、コンデンサＣ11とＣ13とＣ 15の両
端電圧はそれぞれ２Ｅまで上昇し、電圧Ｖ3 を５Ｅから
６Ｅまで増加して行くことができる。時刻ｔ3 になる
と、スイッチング素子Ｓ27がオフし、スイッチング素子
Ｓ23がオンする。以下、同様の動作の繰り返しで電圧波
形をリレーして行く。
供給電圧Ｖ3 を略正弦波として作り出す動作を説明す
る。まず、電圧Ｖ3 が時刻ｔ1 の４Ｅから時刻ｔ2 の５
Ｅに変化する場合には、コンデンサＣ3 の出力がスイッ
チング素子Ｓ22のオンによって負荷２に接続されてい
る。点Ｂからスイッチング素子Ｓ1 とＳ2 の接続点の間
の電圧はＥであり、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン
・オフ動作周波数が低いことによって、コンデンサＣ1
の両端電圧は（４Ｅ−Ｅ）／２＝３Ｅ／２＝１．５Ｅで
あり、コンデンサＣ3 の両端電圧も１．５Ｅとなってい
る。ここで、時刻ｔ 2 にかけて、スイッチング素子Ｓ1
とＳ2 の動作周波数を増加して行くと、コンデンサＣ1
とＣ3 の両端電圧はそれぞれ２Ｅまで上昇し、電圧Ｖ3
を４Ｅから５Ｅまで増加して行くことができる。時刻ｔ
2 において、スイッチング素子Ｓ22がオフし、スイッチ
ング素子Ｓ27がオンして、コンデンサＣ15の出力が負荷
２に接続される。スイッチング素子Ｓ11，Ｓ12のオン・
オフ動作周波数が低いことによって、コンデンサＣ11の
両端電圧は５Ｅ／３＝１．６７Ｅで、コンデンサＣ13，
Ｃ15の両端電圧も１．６７Ｅとなっている。ここで、時
刻ｔ3 にかけてスイッチング素子Ｓ11とＳ12の動作周波
数を増加して行くと、コンデンサＣ11とＣ13とＣ 15の両
端電圧はそれぞれ２Ｅまで上昇し、電圧Ｖ3 を５Ｅから
６Ｅまで増加して行くことができる。時刻ｔ3 になる
と、スイッチング素子Ｓ27がオフし、スイッチング素子
Ｓ23がオンする。以下、同様の動作の繰り返しで電圧波
形をリレーして行く。
【００１６】このように、例えば、負荷への供給電圧を
４Ｅから５Ｅまで変化させる場合には、コンデンサの電
圧は１．５Ｅから２Ｅまでの変化となり、５Ｅから６Ｅ
までさせる場合には、コンデンサの電圧は１．６７Ｅか
ら２Ｅまでの変化となるため、従来のように、ゼロから
２Ｅまで変化させる場合とは異なり、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 並びにＳ11，Ｓ12の動作周波数の変化を少な
い範囲にとどめることが可能となる。なお、負荷への電
圧をゼロからＥまで変化させる場合には、スイッチング
素子Ｓ18をオフとし、スイッチング素子Ｓ19とＳ20を交
互にオン・オフ動作させるものである。
４Ｅから５Ｅまで変化させる場合には、コンデンサの電
圧は１．５Ｅから２Ｅまでの変化となり、５Ｅから６Ｅ
までさせる場合には、コンデンサの電圧は１．６７Ｅか
ら２Ｅまでの変化となるため、従来のように、ゼロから
２Ｅまで変化させる場合とは異なり、スイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 並びにＳ11，Ｓ12の動作周波数の変化を少な
い範囲にとどめることが可能となる。なお、負荷への電
圧をゼロからＥまで変化させる場合には、スイッチング
素子Ｓ18をオフとし、スイッチング素子Ｓ19とＳ20を交
互にオン・オフ動作させるものである。
【００１７】このように、負荷にゼロから最大まで変化
する電圧を印加する場合、各コンデンサの担当電圧範囲
を設け、その電圧範囲内で電圧が変化するようにスイッ
チング素子の動作周波数を制御するので、スイッチング
素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がなく、ノ
イズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を小型化
でき、制御回路を簡素化することができるものである。
する電圧を印加する場合、各コンデンサの担当電圧範囲
を設け、その電圧範囲内で電圧が変化するようにスイッ
チング素子の動作周波数を制御するので、スイッチング
素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がなく、ノ
イズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を小型化
でき、制御回路を簡素化することができるものである。
【００１８】本発明の第２実施例の回路図を図３に示
す。本実施例の主回路は基本構成は、実施例１とほぼ同
じであり、電源２Ｅを共用したものである。この場合も
同様に、例えば、負荷２への供給電圧で４Ｅから５Ｅま
で変化させる場合には、コンデンサの電圧は１．５Ｅか
ら２Ｅまでの変化となり、５Ｅから６Ｅまで変化させる
場合には、コンデンサの電圧は１．６７Ｅから２Ｅまで
の変化となるため、従来のようにゼロから２Ｅまで変化
させる場合とは異なり、スイッチング素子の動作周波数
の変化を少ない範囲にとどめることが可能となる。この
ように、負荷にゼロから最大まで変化する電圧を印加す
る場合、各コンデンサの担当電圧範囲を設け、その電圧
範囲内で電圧が変化するようにスイッチング素子の動作
周波数を制御するので、スイッチング素子へのパルス数
を広範囲に変化させる必要がなく、ノイズの発生周波数
領域が減少し、フィルタ回路を小型化でき、制御回路を
簡素化することができるものである。
す。本実施例の主回路は基本構成は、実施例１とほぼ同
じであり、電源２Ｅを共用したものである。この場合も
同様に、例えば、負荷２への供給電圧で４Ｅから５Ｅま
で変化させる場合には、コンデンサの電圧は１．５Ｅか
ら２Ｅまでの変化となり、５Ｅから６Ｅまで変化させる
場合には、コンデンサの電圧は１．６７Ｅから２Ｅまで
の変化となるため、従来のようにゼロから２Ｅまで変化
させる場合とは異なり、スイッチング素子の動作周波数
の変化を少ない範囲にとどめることが可能となる。この
ように、負荷にゼロから最大まで変化する電圧を印加す
る場合、各コンデンサの担当電圧範囲を設け、その電圧
範囲内で電圧が変化するようにスイッチング素子の動作
周波数を制御するので、スイッチング素子へのパルス数
を広範囲に変化させる必要がなく、ノイズの発生周波数
領域が減少し、フィルタ回路を小型化でき、制御回路を
簡素化することができるものである。
【００１９】本発明の第３実施例の回路図を図４に示
す。本実施例の主回路では、逓倍回路を共用したもので
あり、第１実施例におけるスイッチング素子Ｓ1 側の動
作のために、スイッチング素子Ｓ18をオン、スイッチン
グ素子Ｓ31をオフし、スイッチング素子Ｓ11側の動作の
ために、スイッチング素子Ｓ31をオン、スイッチング素
子Ｓ18をオフするものである。それ以外の動作について
は、第１実施例とほぼ同じである。この場合も同様に、
スイッチング素子へのパルス数を広範囲に変化させる必
要がなく、ノイズの発生周波数領域が減少し、フィルタ
回路を小型化でき、制御回路を簡素化することができる
ものである。
す。本実施例の主回路では、逓倍回路を共用したもので
あり、第１実施例におけるスイッチング素子Ｓ1 側の動
作のために、スイッチング素子Ｓ18をオン、スイッチン
グ素子Ｓ31をオフし、スイッチング素子Ｓ11側の動作の
ために、スイッチング素子Ｓ31をオン、スイッチング素
子Ｓ18をオフするものである。それ以外の動作について
は、第１実施例とほぼ同じである。この場合も同様に、
スイッチング素子へのパルス数を広範囲に変化させる必
要がなく、ノイズの発生周波数領域が減少し、フィルタ
回路を小型化でき、制御回路を簡素化することができる
ものである。
【００２０】本発明の第４実施例の回路図を図５に示
す。本実施例では、逓倍回路を持つ電力変換回路Ｈから
直接負荷２に接続するのではなく、図１の点Ａ，Ｂか
ら、スイッチング素子Ｓ41〜Ｓ44で構成された極性反転
回路を介して、負荷２を接続し、負荷２への供給電圧を
略正弦波状にしながら電力を供給可能としている。すな
わち、図２に示された半波波形がゼロになるたびに、ス
イッチング素子Ｓ41，Ｓ44がオン、スイッチング素子Ｓ
42，Ｓ43がオフの状態と、スイッチング素子Ｓ41，Ｓ44
がオフ、スイッチング素子Ｓ42，Ｓ43がオンの状態とが
交番するものである。この場合も同様に、スイッチング
素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がなく、ノ
イズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を小型化
でき、制御回路を簡素化することができるものである。
す。本実施例では、逓倍回路を持つ電力変換回路Ｈから
直接負荷２に接続するのではなく、図１の点Ａ，Ｂか
ら、スイッチング素子Ｓ41〜Ｓ44で構成された極性反転
回路を介して、負荷２を接続し、負荷２への供給電圧を
略正弦波状にしながら電力を供給可能としている。すな
わち、図２に示された半波波形がゼロになるたびに、ス
イッチング素子Ｓ41，Ｓ44がオン、スイッチング素子Ｓ
42，Ｓ43がオフの状態と、スイッチング素子Ｓ41，Ｓ44
がオフ、スイッチング素子Ｓ42，Ｓ43がオンの状態とが
交番するものである。この場合も同様に、スイッチング
素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がなく、ノ
イズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を小型化
でき、制御回路を簡素化することができるものである。
【００２１】本発明の第５実施例の回路図を図６に示
す。本実施例では、破線で囲まれた図１の電力変換回路
を２組用意し、一方の電力変換回路Ｈ1 と他方の電力変
換回路Ｈ2 の出力端間に負荷２を接続したものである。
一方の電力変換回路Ｈ1 が動作して正弦半波電圧を出力
する場合は、他方の電力変換回路Ｈ2 は動作せず（図１
のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 、スイッチング素子
Ｓ11，Ｓ12が動作しないか、又はスイッチング素子Ｓ20
〜Ｓ28がオフ）、スイッチング素子Ｓ52がオンしてい
る。また、電力変換回路Ｈ2 が動作して、正弦半波電圧
を出力する場合は、電力変換回路Ｈ1 は動作せず、スイ
ッチング素子Ｓ51がオンしている。これによって、負荷
２に交流の正弦波電力を供給することが可能となる。こ
の場合も同様に、スイッチング素子へのパルス数を広範
囲に変化させる必要がなく、ノイズの発生周波数領域が
減少し、フィルタ回路を小型化でき、制御回路を簡素化
することができるものである。
す。本実施例では、破線で囲まれた図１の電力変換回路
を２組用意し、一方の電力変換回路Ｈ1 と他方の電力変
換回路Ｈ2 の出力端間に負荷２を接続したものである。
一方の電力変換回路Ｈ1 が動作して正弦半波電圧を出力
する場合は、他方の電力変換回路Ｈ2 は動作せず（図１
のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 、スイッチング素子
Ｓ11，Ｓ12が動作しないか、又はスイッチング素子Ｓ20
〜Ｓ28がオフ）、スイッチング素子Ｓ52がオンしてい
る。また、電力変換回路Ｈ2 が動作して、正弦半波電圧
を出力する場合は、電力変換回路Ｈ1 は動作せず、スイ
ッチング素子Ｓ51がオンしている。これによって、負荷
２に交流の正弦波電力を供給することが可能となる。こ
の場合も同様に、スイッチング素子へのパルス数を広範
囲に変化させる必要がなく、ノイズの発生周波数領域が
減少し、フィルタ回路を小型化でき、制御回路を簡素化
することができるものである。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、負荷にゼロから最大ま
で変化する電圧を印加する場合、各コンデンサの担当電
圧範囲を設け、その電圧範囲内で電圧が変化するように
スイッチング素子の動作周波数を制御するので、スイッ
チング素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がな
く、ノイズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を
小型化でき、制御回路を簡素化することができるという
効果がある。
で変化する電圧を印加する場合、各コンデンサの担当電
圧範囲を設け、その電圧範囲内で電圧が変化するように
スイッチング素子の動作周波数を制御するので、スイッ
チング素子へのパルス数を広範囲に変化させる必要がな
く、ノイズの発生周波数領域が減少し、フィルタ回路を
小型化でき、制御回路を簡素化することができるという
効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。
【図５】本発明の第４実施例の回路図である。
【図６】本発明の第５実施例の回路図である。
【図７】従来例の回路である。
【図８】従来例の動作波形図である。
１ 制御回路 ２ 負荷 Ｅ 直流電源 Ｓ1 〜Ｓ52 スイッチング素子 Ｃ1 〜Ｃ20 コンデンサ Ｄ1 〜Ｄ22 ダイオード
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と並列に、第１及び第２のス
イッチング素子の直列回路を接続し、一方のスイッチン
グ素子の両端間に、少なくともコンデンサとスイッチン
グ要素とからなり、第１及び第２のスイッチング素子の
オン・オフ動作により電圧を発生する電圧可変手段を接
続し、負荷の一端を少なくとも電圧可変手段の出力に接
続した電源装置であって、前記電圧可変手段は、最大電
圧が設定最小電源電圧の奇数倍となる第１群の出力段
と、偶数倍となる第２群の出力段を備え、各出力段は互
いに異なる出力電圧の分担領域を有し、負荷と各出力段
の接続を切り替える手段と、電圧可変手段の各出力段か
らの出力電圧を当該出力段の分担領域内でのみ変化する
ようにスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する手
段とを備えることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 負荷を設定最小電源電圧に接続するか
否かを切り替える手段を備え、最大電圧が設定最小電源
電圧の奇数倍となる第１群の出力段と、偶数倍となる第
２群の出力段を共用したことを特徴とする請求項１記載
の電源装置。 - 【請求項３】 前記電圧可変手段と前記負荷の間に出
力電圧の極性を反転させる手段を有することを特徴とす
る請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記電圧可変手段の出力電圧を負荷の
状態に応じて変化させる制御手段を備えることを特徴と
する請求項１記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記電圧可変手段を複数備え、各電圧
可変手段の差電圧を負荷に供給するように構成されたこ
とを特徴とする請求項１記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6018731A JPH07231648A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6018731A JPH07231648A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07231648A true JPH07231648A (ja) | 1995-08-29 |
Family
ID=11979822
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6018731A Pending JPH07231648A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07231648A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1035637A3 (en) * | 1999-03-01 | 2002-02-20 | Jeol Ltd. | Power supply system comprising capacitors connected switchably |
-
1994
- 1994-02-15 JP JP6018731A patent/JPH07231648A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1035637A3 (en) * | 1999-03-01 | 2002-02-20 | Jeol Ltd. | Power supply system comprising capacitors connected switchably |
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