JPH0724088B2 - ビデオ信号再生装置 - Google Patents
ビデオ信号再生装置Info
- Publication number
- JPH0724088B2 JPH0724088B2 JP61107719A JP10771986A JPH0724088B2 JP H0724088 B2 JPH0724088 B2 JP H0724088B2 JP 61107719 A JP61107719 A JP 61107719A JP 10771986 A JP10771986 A JP 10771986A JP H0724088 B2 JPH0724088 B2 JP H0724088B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- characteristic
- reproduction
- output
- head
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ビデオテープレコーダなどに用いて好適なビ
デオ信号再生装置に係わり、特に、ヘツドからの再生信
号を処理するのに適したレベルに振幅処理するようにし
たビデオ信号再生装置に関する。
デオ信号再生装置に係わり、特に、ヘツドからの再生信
号を処理するのに適したレベルに振幅処理するようにし
たビデオ信号再生装置に関する。
ビデオテープレコーダにおいては、ビデオヘツドから再
生される信号電圧は、非常に低いために、所定の処理を
行なう前に、この処理に適したレベルに増幅される。こ
のようにヘツド回路の出力信号を増幅する増幅回路が再
生前置増幅回路であるが、この再生前置増幅回路は、従
来、たとえば、テレビジョン学会編「ホームVTR入門」
コロナ社発行pp.158−159に開示されるように、高入力
インピーダンスの増幅回路で構成されていた。
生される信号電圧は、非常に低いために、所定の処理を
行なう前に、この処理に適したレベルに増幅される。こ
のようにヘツド回路の出力信号を増幅する増幅回路が再
生前置増幅回路であるが、この再生前置増幅回路は、従
来、たとえば、テレビジョン学会編「ホームVTR入門」
コロナ社発行pp.158−159に開示されるように、高入力
インピーダンスの増幅回路で構成されていた。
以下、かかる再生前置増幅回路を用いた従来のビデオ信
号再生装置を第６図〜第８図によつて説明する。
号再生装置を第６図〜第８図によつて説明する。
第６図は従来の再生前置増幅回路の一例を示す構成図で
あつて、４は結合コンデンサ、13は入力端子、14は出力
端子、29は増幅回路、30は可変抵抗、31は可変容量であ
る。
あつて、４は結合コンデンサ、13は入力端子、14は出力
端子、29は増幅回路、30は可変抵抗、31は可変容量であ
る。
同図において、増幅回路29は高入力インピーダンスの増
幅回路であり、入力側は結合コンデンサ４および入力端
子13を介して図示しないヘツド回路に接続されている。
また、入力端子13と接地端子との間には、可変抵抗30と
可変容量31とが互に並列に接続されている。可変容量31
はビデオ信号再生装置の共振周波数を調整するためのも
のであり、可変抵抗30は同じく共振のＱを調整するため
のものである。
幅回路であり、入力側は結合コンデンサ４および入力端
子13を介して図示しないヘツド回路に接続されている。
また、入力端子13と接地端子との間には、可変抵抗30と
可変容量31とが互に並列に接続されている。可変容量31
はビデオ信号再生装置の共振周波数を調整するためのも
のであり、可変抵抗30は同じく共振のＱを調整するため
のものである。
一方、入力端子13に接続されるヘツド回路はビデオヘツ
ドやロータリトランスなどからなり、これを等価回路で
表わすと第７図のようになる。
ドやロータリトランスなどからなり、これを等価回路で
表わすと第７図のようになる。
なお、同図において、17は等価インダクタンス、18は等
価抵抗、19は等価容量、20はビデオヘツドの誘起電圧を
表わす等価電圧源である。また、13,13′は再生前置増
幅回路の入力端子であるが、ヘツド回路の出力端子でも
ある。21,22はヘツド回路の負荷インピーダンスである
が、ここでは、第６図に示した増幅回路29の入力インピ
ーダンスとしており、21はその等価容量、22はその等価
抵抗である。ただし、第６図における可変抵抗30,可変
容量31は省略している。
価抵抗、19は等価容量、20はビデオヘツドの誘起電圧を
表わす等価電圧源である。また、13,13′は再生前置増
幅回路の入力端子であるが、ヘツド回路の出力端子でも
ある。21,22はヘツド回路の負荷インピーダンスである
が、ここでは、第６図に示した増幅回路29の入力インピ
ーダンスとしており、21はその等価容量、22はその等価
抵抗である。ただし、第６図における可変抵抗30,可変
容量31は省略している。
いま、等価インダクタンス17をLo［Ｈ］，等価抵抗18を
Ro［Ω］，等価容量19をCo［Ｆ］，等価電圧源20の誘起
電圧をeo［Ｖ］，等価容量21をCi［Ｆ］，等価抵抗22を
Ri［Ω］とすると、端子13−13′間に生じる電圧vi
［Ｖ］は、次式で表される。
Ro［Ω］，等価容量19をCo［Ｆ］，等価電圧源20の誘起
電圧をeo［Ｖ］，等価容量21をCi［Ｆ］，等価抵抗22を
Ri［Ω］とすると、端子13−13′間に生じる電圧vi
［Ｖ］は、次式で表される。
〔ただし、ωは信号角周波数〕 ここで、第６図に示した増幅器回路29の入力インピーダ
ンスは非常に大きいから、（１）式において、Riは十分
大きな値をとる。よつて（１）式において、Ri→∞とす
れば となる。（２）式は共振角周波数ωp,共振のＱが夫々、 となる特性を表わしている。
ンスは非常に大きいから、（１）式において、Riは十分
大きな値をとる。よつて（１）式において、Ri→∞とす
れば となる。（２）式は共振角周波数ωp,共振のＱが夫々、 となる特性を表わしている。
ここで、第６図に示すように、再生前置増幅回路に可変
抵抗30,可変容量31を設けると、この可変抵抗30をR
1［Ω］，可変容量31をC1［Ｆ］としたときに、ビデオ
信号再生装置の共振角周波数ωp,共振のＱは、夫々、次
のように表わされる。
抵抗30,可変容量31を設けると、この可変抵抗30をR
1［Ω］，可変容量31をC1［Ｆ］としたときに、ビデオ
信号再生装置の共振角周波数ωp,共振のＱは、夫々、次
のように表わされる。
したがつて、可変容量31,可変抵抗30により、ビデオ信
号再生装置の共振周波数，共振のＱを調整することがで
きる。
号再生装置の共振周波数，共振のＱを調整することがで
きる。
第８図は可変抵抗30,可変容量31に応じたヘツド回路の
出力特性を示したものであつて、ｄは所望特性を、ｅは
共振のＱが大きすぎる場合を、ｆは共振周波数が高すぎ
る場合を夫々示している。一般には、共振周波数はFM輝
度信号の白レベルに相当する周波数の前後に、また、共
振のＱは３〜５の値に設定される。
出力特性を示したものであつて、ｄは所望特性を、ｅは
共振のＱが大きすぎる場合を、ｆは共振周波数が高すぎ
る場合を夫々示している。一般には、共振周波数はFM輝
度信号の白レベルに相当する周波数の前後に、また、共
振のＱは３〜５の値に設定される。
ところで、再生前置増幅回路の入力インピーダンスの容
量成分（第７図における等価容量21）は、それを構成す
るトランジスタ回路のPN接合部に生ずる空乏層容量や、
再生前置増幅回路をIC化した場合のパツケージのピンに
付加される寄生容量などに起因し、このために、容量値
に大きなばらつきが生ずる。また、第７図に示したヘツ
ド回路の等価インダクタンス17,等価抵抗18,等価容量19
のいずれにも大きな値のばらつきが生ずる。
量成分（第７図における等価容量21）は、それを構成す
るトランジスタ回路のPN接合部に生ずる空乏層容量や、
再生前置増幅回路をIC化した場合のパツケージのピンに
付加される寄生容量などに起因し、このために、容量値
に大きなばらつきが生ずる。また、第７図に示したヘツ
ド回路の等価インダクタンス17,等価抵抗18,等価容量19
のいずれにも大きな値のばらつきが生ずる。
このために、式（５），（６）から明らかなように、ビ
デオ信号再生装置の共振周波数および共振のＱに大きな
ばらつきが生じ、生産されるビデオテープレコーダ毎に
これらを調整する必要があつた。
デオ信号再生装置の共振周波数および共振のＱに大きな
ばらつきが生じ、生産されるビデオテープレコーダ毎に
これらを調整する必要があつた。
本発明の目的は、かかる従来技術の問題点を解消し、特
性のばらつきを低減してその調整を不要としたビデオ信
号再生装置を提供するにある。
性のばらつきを低減してその調整を不要としたビデオ信
号再生装置を提供するにある。
上記目的を達成するために、本発明は、再生前置増幅回
路の入力インピーダンスを前段のヘツド回路の出力イン
ピーダンスよりも充分に小さくするとともに、該再生前
置増幅回路の次段に、所望周波数応答特性を得るための
補正回路を設ける。
路の入力インピーダンスを前段のヘツド回路の出力イン
ピーダンスよりも充分に小さくするとともに、該再生前
置増幅回路の次段に、所望周波数応答特性を得るための
補正回路を設ける。
再生前置増幅回路の入力インピーダンスを充分小さくす
ることにより、ヘツド回路による共振のＱが充分小さく
なつてダンピングし、再生前置増幅回路の出力特性が一
次遅れの周波数応答特性となり、再生前置増幅回路の入
力側に生ずる容量に影響されなくなる。この周波数応答
特性の高域側は補正回路で補償され、補正回路の出力特
性としては、必要とする所望の周波数応答特性となる。
ることにより、ヘツド回路による共振のＱが充分小さく
なつてダンピングし、再生前置増幅回路の出力特性が一
次遅れの周波数応答特性となり、再生前置増幅回路の入
力側に生ずる容量に影響されなくなる。この周波数応答
特性の高域側は補正回路で補償され、補正回路の出力特
性としては、必要とする所望の周波数応答特性となる。
以下、本発明の実施例を図面によつて説明する。
第１図は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を
示す構成図であつて、１は磁気テープ、２はビデオヘツ
ド、３はロータリトランス、４は結合コンデンサ、5,6
はNPNトランジスタ、7,8は抵抗、9,10は定電圧源、11は
定電流源、12は補正回路、13,13′,14,15は端子、16は
出力端子である。
示す構成図であつて、１は磁気テープ、２はビデオヘツ
ド、３はロータリトランス、４は結合コンデンサ、5,6
はNPNトランジスタ、7,8は抵抗、9,10は定電圧源、11は
定電流源、12は補正回路、13,13′,14,15は端子、16は
出力端子である。
同図において、NPNトランジスタ5,6,抵抗7,8,定電圧源1
0,定電流源11および結合コンデンサ４が再生前置増幅回
路を構成しており、この再生前置増幅回路はNPNトラン
ジスタ５を増幅段とするベース接地型増幅回路である。
すなわち、NPNトランジスタ５のベースでは定電圧源10
によつて一定のバイアス電圧が印加され、エミツタは定
電流源11を介して接地されている。また、コレクタは、
NPNトランジスタ６のベースに接続されるとともに、抵
抗７を介して定電圧源９から一定のバイアス電圧が印加
されている。NPNトランジスタ６は抵抗８とともにエミ
ツタホロワを構成しており、そのコレクタに定電圧源９
から一定のバイアス電圧が印加されている。NPNトラン
ジスタ５のエミツタは、また、結合コンデンサ４を介し
て端子13に接続されている。端子13,13′が再生前置増
幅回路の入力端子である。NPNトラジスタ６のエミツタ
は端子14にも接続されている。この端子14が再生前置増
幅回路の出力端子である。
0,定電流源11および結合コンデンサ４が再生前置増幅回
路を構成しており、この再生前置増幅回路はNPNトラン
ジスタ５を増幅段とするベース接地型増幅回路である。
すなわち、NPNトランジスタ５のベースでは定電圧源10
によつて一定のバイアス電圧が印加され、エミツタは定
電流源11を介して接地されている。また、コレクタは、
NPNトランジスタ６のベースに接続されるとともに、抵
抗７を介して定電圧源９から一定のバイアス電圧が印加
されている。NPNトランジスタ６は抵抗８とともにエミ
ツタホロワを構成しており、そのコレクタに定電圧源９
から一定のバイアス電圧が印加されている。NPNトラン
ジスタ５のエミツタは、また、結合コンデンサ４を介し
て端子13に接続されている。端子13,13′が再生前置増
幅回路の入力端子である。NPNトラジスタ６のエミツタ
は端子14にも接続されている。この端子14が再生前置増
幅回路の出力端子である。
ビデオヘツド２とロータリトランス３などからなるヘツ
ド回路は端子13,13′に接続されている。したがつて、
端子13,13′はこのヘツド回路の出力端子である。ま
た、端子14には補正回路12が接続されている。端子15は
この補正回路12の入力端子である。
ド回路は端子13,13′に接続されている。したがつて、
端子13,13′はこのヘツド回路の出力端子である。ま
た、端子14には補正回路12が接続されている。端子15は
この補正回路12の入力端子である。
かかる構成において、再生前置増幅回路の入力インピー
ダンスRiはNPNトランジスタ５のエミツタ微分抵抗re5に
等しく、定電流源11の電流値をIEとしたとき、次式によ
り表わされる。
ダンスRiはNPNトランジスタ５のエミツタ微分抵抗re5に
等しく、定電流源11の電流値をIEとしたとき、次式によ
り表わされる。
ただしq:単位電荷量（＝1.9×10-19クーロン） k:ボルツマン定数（＝1.38×10-23J・K-1） T:絶対温度 そこで、例えば、IE＝1mA,T＝300゜Ｋとすると、（７）
式より、Ｒ＝26［Ω］となり、再生前置増幅回路の入力
インピーダンスは非常に低いものとなる。このように、
入力インピーダンスRiが十分小さいと、端子13−13′と
の間に生じる電圧vi（Ｖ）は、上記式（１）により と表わされる。このとき、NPNトランジスタ５のエミツ
タに注入される信号電流ｉは であるから、NPNトランジスタ５のコレクタに接続され
た負荷抵抗７をRLとすると、NPNトランジスタ５の出力
電圧vjは次式で表わされる。
式より、Ｒ＝26［Ω］となり、再生前置増幅回路の入力
インピーダンスは非常に低いものとなる。このように、
入力インピーダンスRiが十分小さいと、端子13−13′と
の間に生じる電圧vi（Ｖ）は、上記式（１）により と表わされる。このとき、NPNトランジスタ５のエミツ
タに注入される信号電流ｉは であるから、NPNトランジスタ５のコレクタに接続され
た負荷抵抗７をRLとすると、NPNトランジスタ５の出力
電圧vjは次式で表わされる。
この（10）式は、低域ゲイン カツトオフ周波数fc1が、 GO＝RL/RO ……（11） fC1＝RO/2πLO ……（12） である一次遅れの周波数応答特性を表わしている。この
周波数応答特性が得られるのは、再生前置増幅回路の入
力インピーダンスRiが充分小さくなつたことにより、ヘ
ツド回路の特性における共振のＱが充分小さくなり、共
振ピークが現われなくなつたことによるものである。こ
の結果、端子13,13′間の容量による依存性が失くな
り、式（10）にこれら容量が含まれなくなつている。し
たがつて、ヘツド回路の等価容量，再生前置増幅回路の
入力インピーダンスの容量成分，さらには、ヘツド回路
と再生前置増幅回路との接続部での分布容量にかなり大
きなばらつきがあつても、これによつて再生前置増幅回
路の出力の周波数応答特性が影響されることはない。
周波数応答特性が得られるのは、再生前置増幅回路の入
力インピーダンスRiが充分小さくなつたことにより、ヘ
ツド回路の特性における共振のＱが充分小さくなり、共
振ピークが現われなくなつたことによるものである。こ
の結果、端子13,13′間の容量による依存性が失くな
り、式（10）にこれら容量が含まれなくなつている。し
たがつて、ヘツド回路の等価容量，再生前置増幅回路の
入力インピーダンスの容量成分，さらには、ヘツド回路
と再生前置増幅回路との接続部での分布容量にかなり大
きなばらつきがあつても、これによつて再生前置増幅回
路の出力の周波数応答特性が影響されることはない。
なお、式（12）に示すように、カツトオフ周波数fc1は
ヘツド回路の等価抵抗ROと等価インダクタンスLOとの比
で決まるが、これらはビデオヘツドのコイルで決まり、
その巻線状態，コイル線長などによつて、これらの間に
は比較的相関性があるために、この比のばらつきを充分
小さく抑えることは容易である。
ヘツド回路の等価抵抗ROと等価インダクタンスLOとの比
で決まるが、これらはビデオヘツドのコイルで決まり、
その巻線状態，コイル線長などによつて、これらの間に
は比較的相関性があるために、この比のばらつきを充分
小さく抑えることは容易である。
以上のことから、再生前置増幅回路の出力特性のばらつ
きを充分抑制することができ、第６図に示した可変抵抗
30や可変容量31のような特性調整用の手段を再生前置増
幅回路に設ける必要はない。
きを充分抑制することができ、第６図に示した可変抵抗
30や可変容量31のような特性調整用の手段を再生前置増
幅回路に設ける必要はない。
ところで、式（10）に示した一次遅れ特性の場合、再生
信号の高域成分が減衰することになる。この高域の特性
補償として、再生前置増幅回路の次段に補正回路12を設
けている。以下、その具体例について説明する。
信号の高域成分が減衰することになる。この高域の特性
補償として、再生前置増幅回路の次段に補正回路12を設
けている。以下、その具体例について説明する。
第２図は補正回路12の一具体例を示す構成図であつて、
23は差動増幅器、24は抵抗、25はICパツケージのピン、
26は容量であり、第１図に対応する部分には同一符号を
つけている。
23は差動増幅器、24は抵抗、25はICパツケージのピン、
26は容量であり、第１図に対応する部分には同一符号を
つけている。
この具体例は、全体として負帰還型増幅器を構成してお
り、差動増幅器23の利得をAV,帰還率をβとすると、閉
ループ利得Ａは、次式で表わされる。
り、差動増幅器23の利得をAV,帰還率をβとすると、閉
ループ利得Ａは、次式で表わされる。
そこで、差動増幅器23の利得AVを十分大きくすると、式
（13）は次のようになる。
（13）は次のようになる。
Ａ1/β ……（14） ここで、抵抗24をRf［Ω］，容量26をCx［Ｆ］とする
と、帰還率βは と表わされるから、閉ループ利得Ａは、（14）式によ
り、 Ａ１＋ｊωCxRf ……（16） と表される。この式（16）は、カツトオフ周波数fc2が で表わされる一次進み特性を表わしている。
と、帰還率βは と表わされるから、閉ループ利得Ａは、（14）式によ
り、 Ａ１＋ｊωCxRf ……（16） と表される。この式（16）は、カツトオフ周波数fc2が で表わされる一次進み特性を表わしている。
一方、再生前置増幅回路の出力vjは上記（10）式で表わ
されるから、これが入力端子15から印加されたときに補
正回路12の出力端16に得られる出力電圧voは、 と表わされる。したがつて、CXRf＝Lo/Roとなるよう
に、容量26の容量値Cxおよび抵抗24の抵抗値Rfを選ぶこ
とにより、（17）式は と変形出来る。
されるから、これが入力端子15から印加されたときに補
正回路12の出力端16に得られる出力電圧voは、 と表わされる。したがつて、CXRf＝Lo/Roとなるよう
に、容量26の容量値Cxおよび抵抗24の抵抗値Rfを選ぶこ
とにより、（17）式は と変形出来る。
したがつて、第１図において、第２図に示す構成の補正
回路12を用いると、その出力voには、利得がRL/ROで周
波数応答が平坦な特性が得られる。その特性を第３図に
実線vO/eOとして示す。なお、一点鎖線vj/eoは再生前置
増幅器回路の出力特性を、また、破線Ａは補正回路12の
利得Ａを夫々示している。
回路12を用いると、その出力voには、利得がRL/ROで周
波数応答が平坦な特性が得られる。その特性を第３図に
実線vO/eOとして示す。なお、一点鎖線vj/eoは再生前置
増幅器回路の出力特性を、また、破線Ａは補正回路12の
利得Ａを夫々示している。
以上のように、第２図に示すように構成された補正回路
12を用いると、カツトオフ周波数を10MHz以上に設定で
きて、従来得られなかつた広い帯域にわたつて高利得か
つ平坦な周波数応答特性を実現でき、ビデオ信号処理に
おいては、再生FM輝度信号の上側帯波を有効に利用でき
る。また、カットオフ周波数を所望帯域上限に比べ十分
高い周波数に設定することにより、所望帯域内におい
て、平坦な群遅延特性が実現できる。
12を用いると、カツトオフ周波数を10MHz以上に設定で
きて、従来得られなかつた広い帯域にわたつて高利得か
つ平坦な周波数応答特性を実現でき、ビデオ信号処理に
おいては、再生FM輝度信号の上側帯波を有効に利用でき
る。また、カットオフ周波数を所望帯域上限に比べ十分
高い周波数に設定することにより、所望帯域内におい
て、平坦な群遅延特性が実現できる。
第４図は第１図における補正回路12の他の具体例を示す
構成図であつて、27はインダクタンス、28は抵抗であ
り、第２図に対応する部分には同一符号をつけている。
構成図であつて、27はインダクタンス、28は抵抗であ
り、第２図に対応する部分には同一符号をつけている。
第２図に示した具体例では、ICピン25に外付け部品とし
て容量のみを用いたが、第４図に示すこの具体例では、
外付け部品として、容量26,インダクタンス27,抵抗28の
直列回路を用いたものである。
て容量のみを用いたが、第４図に示すこの具体例では、
外付け部品として、容量26,インダクタンス27,抵抗28の
直列回路を用いたものである。
第４図において、いま、容量26をCx,インダクタンス27
をLx,抵抗28をRxとすると、差動増幅器23の利得Avを充
分大きくした場合、この具体例の閉ループ利得Ａ′は、 となる。これは、共振周波数fp,共振のＱが夫々 であつて、第５図の破線Ａ′で表わされる特性である。
したがつて、第４図に示す構成の補正回路12を第１図に
用いた場合には、その総合利得vo′/eOは、実線で示す
ような特性となる。したがつて、この場合に、共振のＱ
を適宜設定することにより、従来、ビデオ信号再生時の
反転現象防止のために、再生前置増幅器の後段に設けら
れていた４〜5MHz付近のピーキング特性をもつピーキン
グ回路を省略することができ、回路構成が簡略化できて
コストの低減を実現できる。
をLx,抵抗28をRxとすると、差動増幅器23の利得Avを充
分大きくした場合、この具体例の閉ループ利得Ａ′は、 となる。これは、共振周波数fp,共振のＱが夫々 であつて、第５図の破線Ａ′で表わされる特性である。
したがつて、第４図に示す構成の補正回路12を第１図に
用いた場合には、その総合利得vo′/eOは、実線で示す
ような特性となる。したがつて、この場合に、共振のＱ
を適宜設定することにより、従来、ビデオ信号再生時の
反転現象防止のために、再生前置増幅器の後段に設けら
れていた４〜5MHz付近のピーキング特性をもつピーキン
グ回路を省略することができ、回路構成が簡略化できて
コストの低減を実現できる。
なお、第２図，第４図に示した補正回路はICピンに接続
する外付け部品が異なるだけでIC化された部分は共通で
ある。したがつて、外付け部品を選択することによつて
これらの補正回路を使い分けることができ、IC化に適し
た構成をなしている。
する外付け部品が異なるだけでIC化された部分は共通で
ある。したがつて、外付け部品を選択することによつて
これらの補正回路を使い分けることができ、IC化に適し
た構成をなしている。
以上説明したように、本発明によれば、再生前置増幅回
路の入力側に生じていた種々の容量の周波数応答特性へ
の影響がなくなつて、該周波数応答特性のばらつきが大
幅に低減され、調整を不要として所望の周波数応答特性
が得られるという優れた効果が得られる。
路の入力側に生じていた種々の容量の周波数応答特性へ
の影響がなくなつて、該周波数応答特性のばらつきが大
幅に低減され、調整を不要として所望の周波数応答特性
が得られるという優れた効果が得られる。
第１図は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を
示す構成図、第２図は第１図における補正回路の一具体
例を示す構成図、第３図は第２図に示した補正回路を用
いたときの第１図に示した実施例の周波数応答特性図、
第４図は第１図における補正回路の他の実施例を示す構
成図、第５図は第４図に示した補正回路を用いたときの
第１図に示した実施例の周波数応答特性図、第６図は従
来の再生前置増幅回路の一例を示す構成図、第７図は第
６図に示した再生前置増幅回路を含むビデオ信号再生装
置の等価回路を示す回路図、第８図はその周波数応答特
性図である。 ２……ビデオヘツド、３……ロータリトランス、５……
増幅用のトランジスタ、７……負荷抵抗、10……定電圧
源、11……定電流源、12……補正回路。
示す構成図、第２図は第１図における補正回路の一具体
例を示す構成図、第３図は第２図に示した補正回路を用
いたときの第１図に示した実施例の周波数応答特性図、
第４図は第１図における補正回路の他の実施例を示す構
成図、第５図は第４図に示した補正回路を用いたときの
第１図に示した実施例の周波数応答特性図、第６図は従
来の再生前置増幅回路の一例を示す構成図、第７図は第
６図に示した再生前置増幅回路を含むビデオ信号再生装
置の等価回路を示す回路図、第８図はその周波数応答特
性図である。 ２……ビデオヘツド、３……ロータリトランス、５……
増幅用のトランジスタ、７……負荷抵抗、10……定電圧
源、11……定電流源、12……補正回路。
Claims (3)
- 【請求項１】記録媒体から情報信号を再生するためのヘ
ッド回路と、該ヘッド回路の出力信号を増幅する再生前
置増幅回路とからなり、該再生前置増幅回路の入力イン
ピーダンスを該ヘッド回路の出力インピーダンスよりも
十分小さくて設定して、該再生前置増幅回路の出力特性
を、該ヘッド回路のインピーダンスと該再生前置増幅回
路の入力部容量との並列共振特性を持たずに、一次遅れ
の周波数応答特性としたことを特徴とするビデオ信号再
生装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記再生前置増幅回路の出力信号を補正回路に入力し、 該補正回路は前記再生前置増幅回路の高域を補償する特
性を有し、該補正回路の出力特性として、高域まで平坦
な周波数応答特性または高域が強調された周波数応答特
性を得ることができるように構成したことを特徴とする
ビデオ信号再生装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、 補正回路の特性を一次進みの周波数応答特性として、前
記再生前置増幅回路出力の一次遅れの周波数特性を補正
することを特徴とするビデオ信号再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61107719A JPH0724088B2 (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ビデオ信号再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61107719A JPH0724088B2 (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ビデオ信号再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62264404A JPS62264404A (ja) | 1987-11-17 |
| JPH0724088B2 true JPH0724088B2 (ja) | 1995-03-15 |
Family
ID=14466212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61107719A Expired - Lifetime JPH0724088B2 (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | ビデオ信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0724088B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5611606A (en) * | 1979-07-06 | 1981-02-05 | Hitachi Ltd | Reproducing amplifier for video tape recorder |
| JPS60198981A (ja) * | 1984-03-23 | 1985-10-08 | Hitachi Ltd | 再生増幅回路 |
-
1986
- 1986-05-13 JP JP61107719A patent/JPH0724088B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62264404A (ja) | 1987-11-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0009531B1 (en) | Transducer signal amplifier and transducer bias circuits | |
| US4039981A (en) | Variable impedance circuit | |
| US4210942A (en) | Video signal play-back circuit | |
| JPH0132566B2 (ja) | ||
| US2822430A (en) | Transistor amplifier circuit | |
| US4222012A (en) | Amplifier device | |
| US4956729A (en) | Video signal preamplifier circuit | |
| JPH03130967A (ja) | 磁気再生ヘッドアンプ | |
| JPH0724088B2 (ja) | ビデオ信号再生装置 | |
| US4636745A (en) | Signal waveform equalizing circuitry | |
| JP3151376B2 (ja) | フィルタ回路 | |
| JP2604373B2 (ja) | 等化回路装置 | |
| JPH0722378B2 (ja) | ビデオ信号再生装置 | |
| JPS6128274B2 (ja) | ||
| JPH0248965Y2 (ja) | ||
| JP2689786B2 (ja) | クロストーク低減回路 | |
| JPH054082Y2 (ja) | ||
| JPH03224103A (ja) | ビデオヘッドアンプ | |
| JPS63199585A (ja) | ビデオ信号再生回路 | |
| SU1494206A1 (ru) | Усилитель воспроизведени | |
| JPS6220886Y2 (ja) | ||
| JPH01168106A (ja) | 周波数補正回路 | |
| JPS6232523B2 (ja) | ||
| JPS59105786A (ja) | プリアンプ集積回路 | |
| GB2082370A (en) | Tape equalizer system |